專利名稱：跟蹤準周期性信號的相位的方法和設備的制作方法
背景技術：
發明領域本發明一般與語音處理領域有關，尤其，與用于跟蹤準周期性信號的相位的方法和設備有關。
背景通過數字技術的語音傳輸已經變得普及，特別是在遠距離和數字無線電話應用中。而這又使得人們對確定可以通過信道發送最小信息量而同時保持再現語音的察覺質量方面產生興趣。如果通過簡單的采樣和數字化發送語音，則需要大約為每秒64千比特(kbps)的數據速率，才能達到傳統模擬電話的語音質量。然而，通過使用語音分析，接著通過合適的編碼、發送和在接收機處再合成，可以使數據速率大大地降低。
把使用通過析取與人類語音生成的模型有關的參數來壓縮語音的技術的裝置稱為語音編碼器。語音編碼器把來話語音信號分成時間塊或分析幀。語音編碼器一般包括編碼器和解碼器。編碼器分析來話語音幀，以析取某些有關參數，然后把參數量化成二進制表示，即，位組或二進制數據分組。通過通信信道把數據分組發送到接收機和解碼器。解碼器處理數據分組，使它們去量化以產生參數，并使用經去量化的參數重新合成語音幀。
語音編碼器的功能是通過除去在語音中固有的所有自然冗余把數字化語音信號壓縮成低位速率信號。通過用一組參數來表示輸入語音幀，以及使用量化，以一組位來表示參數來實現數字壓縮。如果輸入語音幀具有位數Ni，而語音編碼器產生的數據分組具有位數No，則通過語音編碼器得到的壓縮率是Cr＝Ni/No。而富有挑戰性的是在保持經解碼語音的高話音質量的情況下同時實現目標壓縮率。語音編碼器的性能取決于(1)語音模型、或上述分析和合成處理結合執行得好壞，以及(2)在每幀No位的目標位速率處，參數量化處理執行得好壞。因此，語音模型的目標是針對每幀用較小的參數組來捕獲語音信號或目標話音質量的要素。
語音編碼器可以作為時域編碼器實現，所述時域編碼器試圖使用高時間分辨率處理來捕獲時域語音波形，以每次對語音小段(一般是5毫秒(ms)的子幀)進行編碼。對于每個子幀，借助在技術領域中眾知的各種搜索算法，從代碼簿空間可找到高精確度表示。另一方面，語音編碼器可以作為頻域編碼器實現，頻域編碼器試圖用一組參數捕獲輸入語音幀的短期語音頻譜(分析)，并使用相應的合成處理從頻譜參數重新創建語音波形。根據A.Gersho和R.M.Gray的“矢量量化和信號壓縮(1992)”中描述的已知量化技術，參數量化器通過用存儲的碼矢量表示來表示參數，從而保留了參數。
眾知的時域語音編碼器是代碼激勵的線性預測(CELP)編碼器，在L.B.Rabiner和R.W.Schafer的“語音信號的數字處理”396-453(1978)中描述所述代碼激勵的線性預測編碼器，在此全部引用作為參考。在CELP編碼器中，通過線性預測(LP)分析除去語音信號中的短期相關，或冗余，所述線性預測分析發現短期共振峰濾波系數。把短期預測濾波施加到來話語音幀產生一個LP殘余信號，用長期預測濾波參數和后續隨機代碼簿進一步使該剩余信號模型化和量化。這樣，CELP編碼使編碼時域語音波形的任務分成對LP短期濾波系數編碼和對LP剩余編碼的單獨編碼任務。可以按固定速率(即，對于每個幀使用相同的位數No)執行時域編碼，或按可變速率(其中，對于不同類型的幀內容使用不同的位速率)執行時域編碼?？勺兯俾示幋a器試圖只使用需要的位數量，使對編碼器的參數編碼達到足夠得到目標質量的水平。在美國專利第5,414,796號中描述一種示例可變速率CELP編碼器，該專利已轉讓給本發明的受讓人，并在此全部引用作為參考。
諸如CELP編碼器之類的時域編碼器一般依賴于每幀的較高的位數No以保持時域語音波形的精確度。如果每幀的位數No相對較大，(例如，8kpbs或以上)，則這種編碼器一般傳送優良的話音質量。然而，在低位速率處(4kpbs或以下)，由于有限的可用位數，時域編碼器就不能保持高質量和穩固的性能。在低位速率處，有限的代碼簿空間限制傳統時域編碼器的波形匹配能力，而在較高速率的商業應用中就能成功使用。
當前，對于開發在中到低位速率(即，在2.4到4kpbs和以下的范圍中)工作的高質量語音編碼器存在強烈研究興趣以及商業需求。應用范圍包括無線電話、衛星通信、互聯網電話、各種多媒體以及語音流應用、語音郵件以及其它語音存儲系統。其驅動力是在數據分組丟失情況下對高性能需求和對穩固性的要求。各種近來語音編碼標準化努力是推進低速率語音編碼算法的研究和開發的另一個直接驅動力。低速率語音編碼器能在每個允許應用的帶寬上創建更多信道或用戶，并且與合適信道編碼的附加層耦合的低速率語音編碼器可以適合于編碼器規格的總位預算，以及在信道差錯情況下傳送穩固性能。
對于按較低位速率的編碼，已經開發了各種頻譜或頻域語音編碼的方法，其中，將語音信號作為頻譜的時間—變化演變來分析。例如，見R.J.McAulay和T.F.Quatieri的在“語音編碼和合成中的正弦編碼”，第4章(W.B.Kleijn和K.K.Paliwal編輯，1995)。在頻譜編碼器中，目標是用一組頻譜參數來模仿或預測每個語音輸入幀的短期語音頻譜，而不是精確地模擬時間—變化語音波形。然后，對頻譜參數編碼，并用經解碼的參數建立語音的輸出幀。所產生的合成語音與原始輸入語音波形不匹配，但是提供了相似的察覺質量。本技術領域中眾知的頻域編碼器的例子包括多頻帶激勵編碼器(MBE)、正弦變換編碼器(STC)以及諧波編碼器(HC)。這種頻域編碼器提供具有簡潔參數組的高質量參數模型，可以用在低位速率處用較少的可用位數進行精確地量化。
但是，低位速率編碼對有限編碼分辨率或有限代碼簿空間強加了苛刻的限制，這就限制了單個編碼機構的有效性，使得編碼器在各種背景條件下不能用同等精度來表示各種類型的語音分段。例如，傳統低位速率頻域編碼器不發送語音幀的相位信息。而是，通過使用隨機的、人工產生的初始相位值和線性內插技術來重構相位信息。例如，見H.Yang等人在29 Electrontic Letters 856-57(1993年5月)中的“在MBE模型中用于有聲語音合成的二次相位內插法”。因為人工地產生相位信息，所以即使量化—去除量化處理完善地保留正弦波的振幅，但是頻域編碼器所產生的輸出語音也不能與原始輸入語音對準(即，主要脈沖不同步)。因此證明了在頻域編碼器中采用任何閉環性能測量法(例如，諸如信噪比(SNR)或感知SNR)是困難的。
已經使用多模式編碼技術結合開環模式判定處理來執行低位速率語音編碼。在Amitava Das等人的Multimode and Variable-Rate Coding of Speech，in SpeechCoding and Synthesis ch.7(W.B.Kleijn和K.K.Paliwal編輯，1995)中描述了一種這樣的多模式編碼技術。傳統的多模式編碼器把不同的模式，或編碼—解碼算法，應用于不同類型的輸入語音幀。定制每種模式或編碼—解碼處理以最有效的方式表示某種類型的語音段，例如，有聲語音、無聲語音或背景噪聲(非語音)。外部的開環模式判定機構檢查輸入語音幀，并作出有關把哪個模式施加到該幀的判定。一般，通過從輸入幀析取許多參數，按照某些臨時的和頻譜的特征對參數進行估計，以及根據估計以一種模式判定為基礎來執行開環模式判定。因此在事先不知道輸出語音的確切情況(即，在語音質量或其它性能測量方面，輸出語音將和輸入語音接近到什么程度)時作出模式判定。
根據上述，希望提供一種能更精確地估計相位信息的低位速率頻域編碼器。進一步最好是提供一種多模式、混合域編碼器，根據幀的語音內容，對某些語音幀進行時域編碼，而對其它語音幀進行頻域編碼?？梢赃M一步希望提供一種混合域編碼器，它可以根據閉環編碼模式判定機構，對某些語音幀進行時域編碼，而對其它語音幀進行頻域編碼。再又最好是提供一種閉環、多模式、混合域語音編碼器，保證編碼器產生的輸出語音和輸入到編碼器的原始語音之間的時間同步。在此提出的有關申請中描述了這種語音編碼器，所述申請題為“閉環多模式混合域線性預測(MDLP)語音編碼器”，其已轉讓給本發明的受讓人，并在此全部引用作為參考。
還希望提供一種方法，確保編碼器產生的輸出語音和輸入到編碼器的原始語音之間的時間同步。因此需要一種精確地跟蹤準周期性信號的相位的方法。

發明內容
本發明針對一種精確地跟蹤準周期性信號的相位的方法。因此，在本發明的一個方面，用于跟蹤信號(所述信號在某些幀期間是周期性的，而在其它一些幀期間是非周期性的)的相位的一種裝置最好包括邏輯電路，配置用于對在信號是周期性期間的幀，估計信號的相位；邏輯電路，配置用于通過閉環性能測量來監測估計的相位的性能；以及邏輯電路，所述邏輯配置成對在信號是周期性且所估計相位的性能落在預定閾電平以下期間的幀，測量信號的相位。
在本發明的另一個方面，用于跟蹤信號(所述信號在某些幀期間是周期性的，而在其它一些幀期間是非周期性的)的相位的一種方法最好包括下列步驟對于在信號是周期性期間的幀，估計信號的相位；用閉環性能測量來監測所估計相位的性能；以及對于在信號是周期性期間的幀，測量信號的相位，以及測量落在預定閾電平以下的所估計相位的性能。
在本發明的又一個方面，一種用于跟蹤信號(所述信號在某些幀期間是周期性的，而在其它一些幀期間是非周期性的)的相位的裝置最好包括一種裝置，用于對在信號是周期性期間的幀，估計信號的相位；一種裝置，用于用閉環性能測量來監測估計相位的性能；以及一種裝置，用于對在信號是周期性期間的幀，測量信號的相位，以及測量落在預定閾電平以下的所估計相位的性能。


圖1是在每個終端處通過語音編碼器終止的通信信道的方框圖。
圖2是可以在多模式、混合域線性預測(MDLP)語音編碼器中使用的編碼器的方框圖。
圖3是可以在多模式、混合域線性預測(MDLP)語音編碼器中使用的解碼器的方框圖。
圖4是流程圖，示出可以在圖2的編碼器中使用的MDLP編碼器所執行的MDLP編碼步驟。
圖5是流程圖，示出語音編碼判定過程。
圖6是閉環多模式MDLP語音編碼器。
圖7是可以在圖6的編碼器或圖2的編碼器中使用的頻譜編碼器的方框圖。
圖8是振幅對頻率的曲線圖，示出在諧波編碼器中的正弦波的振幅。
圖9是流程圖，示出在多模式MDLP語音編碼器中的模式判定處理。
圖10A是語音信號振幅對時間的圖例，而圖10B是線性預測(LP)殘余振幅對時間的圖例。
圖11A是在閉環編碼判定中的速率/模式對幀索引的曲線圖；圖11B是在閉環編碼判定中的感知信噪比(PSNR)對幀索引的曲線圖；以及圖11C是不存在閉環編碼判定時的速率/模式和PSNR兩者對幀索引的曲線圖。
圖12是用于跟蹤準周期性信號的相位的一種裝置的方框圖。
具體實施例方式
在圖1中，第一編碼器10接收數字化語音采樣s(n)，并對采樣s(n)進行編碼，用于在發送媒體12或通信信道12上發送到第一解碼器14。解碼器14對經編碼語音采樣進行解碼，并合成輸出語音信號sSYNTH(n)。對于在相反方向的發送，第二編碼器16對數字化語音采樣s(n)進行編碼，該采樣是在通信信道18上發送。第二解碼器接收經編碼語音采樣，并對它進行解碼，產生合成輸出語音信號sSYNTH(n)。
語音采樣s(n)表示已經根據本技術領域中眾知的各種方法(例如，包括脈沖編碼調制(PCM)、壓縮擴展μ—律或A—律)中的任何一種進行數字化和量化的語音信號。如在本技術領域中眾知，把語音采樣s(n)組織成輸入數據幀，其中，每個幀包括預定數目的數字語音采樣s(n)。在示例實施例中，使用8kHz的采樣率，每個20ms幀包括160個采樣。在下面描述的實施例中，可以有利地以逐幀為基礎改變數據傳輸率，從8kpbs(全速率)到4kpbs(半速率)到2kpbs(四分之一速率)到1kpbs(八分之一速率)。另一方面，可以使用其它數據速率。如這里所使用，術語“全速”或“高速”一般是指大于或等于8kpbs的數據速率，而術語“半速率”或“低速率”一般是指小于或等于4kpbs的數據速率。改變數據傳輸率是有利的，因為對于包括相對較少語音信息的幀，可以有選擇地使用較低位速率。熟悉本技術領域的人員會理解，可以使用其它采樣率、幀大小以及數據傳輸率。
第一編碼器10和第二解碼器20一起構成第一語音編碼器或語音編碼器。相似地，第二編碼器16和第一解碼器14一起構成第二語音編碼器。熟悉本技術領域的人員會理解，可以用數字信號處理器(DSP)、專用集成電路(ASIC)、分立門邏輯、固件或任何傳統的可編程軟件模塊以及微處理器來實現語音編碼器。軟件模塊可駐留在RAM存儲器、閃存儲器、寄存器或在本技術領域中眾知的任何其它形式的可寫入媒體中。另一方面，任何傳統的處理器、控制器或狀態機可以取代微處理器。在美國專利第5,727,123號中(該專利已轉讓給本發明的受讓人，并在此全部引用作為參考)，以及在1994年2月16日提出的題為“聲碼器ASIC”的美國專利申請第08/197,417號中(該專利已轉讓給本發明的受讓人，并在此全部引用作為參考)描述特別為語音編碼而設計的示例ASIC。
如在圖2中描繪，根據一個實施例，可以在語音編碼器中使用的多模式混合域線性預測(MDLP)編碼器100包括模式判定模塊102、間距估計模塊104、線性預測(LP)分析模塊106、LP分析濾波器108、LP量化模塊110以及MDLP剩余編碼器112。把輸入語音幀s(n)提供給模式判定模塊102、間距估計模塊104、LP分析模塊106、以及LP分析濾波器108。模式判定模塊102根據每個輸入語音幀s(n)的周期性和諸如能量、頻譜傾角、過零速率等其它析取參數產生模式索引IM和模式M。在1997年3月11日提出的，題為“用于執行降低速率的可變速率語音編碼的方法和設備”的美國申請序列號08/815,354中描述根據周期性對語音幀進行分類的各種方法，該申請已轉讓給本發明的受讓人，并在此全部引用作為參考。這些方法包括在電信工業協會臨時標準TIA/EIA IS-127和TIA/EIA IS-733中。
間距估計模塊104根據每個輸入語音幀s(n)產生間距索引IP和滯后值Po。LP分析模塊106在每個輸入語音幀s(n)上執行線性預測分析，以產生LP參數a。把LP參數a提供給LP量化模塊110。LP量化模塊110還接收模式M，從而以與模式有關的方式執行量化處理。LP量化模塊110產生LP索引ILP和量化的LP參數。LP分析濾波器108除了接收輸入語音幀s(n)之外還接收量化的LP參數。LP分析濾波器108產生LP剩余信號R[n]，它表示輸入語音幀s(n)和根據量化的線性預測LP參數重構的語音之間的誤差。把LP剩余信號R[n]、模式M、以及量化的LP參數提供給MDLP剩余編碼器112。根據下面參考圖4的流程圖描述的步驟，MDLP剩余編碼器112依據這些值產生剩余索引IR和量化的剩余信號 在圖3中，在語音編碼器中使用的解碼器200包括LP參數解碼模塊202、剩余解碼模塊204、模式解碼模塊206以及LP合成濾波器208。模式解碼模塊206對模式索引IM進行接收和解碼，從其產生模式M。LP參數解碼模塊202接收模式M以及LP索引ILP。LP參數解碼模塊202對所接收的值進行解碼，以產生量化的LP參數。剩余解碼模塊204接收剩余索引IR、間距索引IP和模式索引IM。剩余解碼模塊204對所接收的值進行解碼，以產生量化的剩余信號 。把量化的剩余信號 和LP參數提供給LP合成濾波器208，它從中合成經解碼的輸出語音信號[n]。
除了MDLP剩余編碼器112之外，在本技術領域中眾知圖2的編碼器100和圖3的解碼器200的各種模塊的操作和實施，并在上述美國專利第5,414,796號和L.B.Rabiner和R.W.Schafer的“語音信號的數字處理”396-453(1978)中有描述。
根據一個實施例，MDLP編碼器(未示出)執行在圖4的流程圖中示出的步驟。MDLP編碼器可以是圖2的MDLP剩余編碼器112。在步驟300中，MDLP編碼器檢查模式M是全速率(FR)、還是四分之一速率(QR)或八分之一速率(ER)。如果模式M是FR、QR或ER，則MDLP編碼器轉到步驟302。在步驟302中，MDLP編碼器把相應的速率(FR、QR或ER——根據M的值)施加于剩余索引IR。把對于FR模式是高精度、高速率編碼，并且可能有利地是CELP編碼的時域編碼施加于LP剩余幀，或另一方面施加于語音幀。然后發送幀(在包括數-模轉換和調制的進一步信號處理之后)。在一個實施例中，幀是表示預測誤差的LP剩余幀。在另一個實施例中，幀是表示語音采樣的語音幀。
另一方面，如果在步驟300中，模式M不是FR、QR或ER，(即，如果模式M是半速率(HR))，則MDLP編碼器轉到步驟304。在步驟304中，把頻譜編碼(較有利的是諧波編碼)以半速率施加于LP剩余，或施加于語音信號。然后MDLP編碼器轉到步驟306。在步驟306中，通過對經編碼語音進行解碼并將其與原始輸入幀進行比較來得到失真測量值D。然后MDLP編碼器轉到步驟308。在步驟308中，失真測量值D與預定閾值T進行比較。如果失真測量值D大于閾值T，則把半速率的、頻譜編碼的幀的相應量化參數進行調制并發送。另一方面，如果失真測量值D不大于閾值T，則MDLP編碼器轉到步驟310。在步驟310中，在時域中以全速率對經解碼的幀進行重新編碼。可以使用任何傳統高速率高精度編碼算法，諸如，最好使用CELP編碼。然后調制和發送與該幀相關聯的FR模式量化的參數。
如在圖5的流程圖中示出，根據一個實施例，閉環多模式MDLP語音編碼器在處理用于發送的語音采樣中遵循一組步驟。在步驟400中，語音編碼器接收在連續幀中的語音信號的數字采樣。語音編碼器根據所接收的給定幀而轉到步驟402。在步驟402中，語音編碼器檢測幀的能量。該能量是幀的語音活動的量度。通過對數字語音采樣的振幅平方求和并把結果能量值與閾值進行比較來執行語音檢測。在一個實施例中，閾值根據背景噪聲的變化電平進行自適應。在上述美國專利第5,414,796號中描述一種示范可變閾值語音活動檢測器。某些無聲語音聲音可以是極低能量的采樣，這就可能會將其錯誤地作為背景噪聲進行編碼。為了防止這種情況發生，可以使用低能量采樣的頻譜傾角，以從背景噪聲中區分無聲語音，如在上述美國專利第5,414,796號中描述。
在檢測幀的能量之后，語音編碼器轉到步驟404。在步驟404中，語音編碼器判定所檢測的幀能量是否足以把幀分類作為包含語音信息。如果所檢測的幀能量降低到預定閾電平之下，則語音編碼器轉到步驟406。在步驟406中，語音編碼器將幀作為背景噪聲(即，無聲或靜音)編碼。在一個實施例中，以1/8速率，或1kpbs對背景噪聲進行時域編碼。如果在步驟404中，所檢測的幀能量符合或超過預定閾電平，則把幀分類為語音幀，并且語音編碼器轉到步驟408。
在步驟408中，語音編碼器確定該幀是否為周期性的。周期性判定的各種已知方法包括，例如，使用過零點和使用歸一化的自相關函數(NACF)。尤其，在1997年3月11日提出的，題為“用于執行降低速率的可變速率話音編碼的方法和設備”的美國專利申請第08/815,354號中描述使用過零點和NACF來檢測周期性，該申請已轉讓給本發明的受讓人，并在此全部引用作為參考。此外，把用于區分有聲語音和無聲語音的上述方法包括在電信工業協會工業臨時標準TIA/EIA IS-127和TIA/EIA IS-733中。如果在步驟408中沒有判定幀是周期性的，則語音編碼器轉到步驟410。在步驟410中，語音編碼器把幀作為無聲語音編碼。在一個實施例中，以1/4速率，或2kpbs，對無聲語音幀進行時域編碼。如果在步驟408中確定該幀是周期性的，則語音編碼器轉到步驟412。
在步驟412中，語音編碼器使用本技術領域中眾知的周期性檢測方法(如在上述美國申請序列號08/815,354中所描述)來確定幀是否有足夠的周期性。如果沒有判定該幀有足夠的周期性，則語音編碼器轉到步驟414。在步驟414中，將幀作為過渡語音(即，從無聲語音到有聲語音的過渡)進行時域編碼。在一個實施例中，以全速率，或8kpbs，對過渡語音幀進行時域編碼。
如果在步驟412中，語音編碼器確定幀有足夠的周期性，則語音編碼器轉到步驟416。在步驟416中，語音編碼器把幀作為有聲語音編碼。在一個實施例中，以半速率，或4kpbs，對有聲語音幀進行頻譜編碼。較有利地，用諧波編碼器對有聲語音幀進行頻譜編碼，如下參考圖7所述。另一方面，可以使用其它頻譜編碼器，例如，正弦變換編碼器或多頻帶激勵編碼器，如在本技術領域中所眾知。然后，語音編碼器轉到步驟418。在步驟418中，語音編碼器對經編碼的有聲語音幀進行解碼。然后，語音編碼器轉到步驟420。在步驟420中，把經解碼的有聲語音幀與對應于該幀的輸入語音采樣進行比較，以得到合成語音失真的測量值，并判定半速率有聲語音頻譜編碼模型是否在可接受的限度范圍內工作。然后，語音編碼器轉到步驟422。
在步驟422中，語音編碼器判定經解碼的有聲語音幀和對應于該幀的輸入語音采樣之間的誤差是否降低到預定閾值之下。根據一個實施例，以下面參考圖6描述的方式來作出這個判定。如果編碼失真降低到預定閾值之下，則語音編碼器轉到步驟426。在步驟426中，語音編碼器使用步驟416的參數將該幀作為有聲語音發送。如果在步驟422中，編碼失真符合或超過預定閾值，則語音編碼器轉到步驟414，對在步驟400中接收到的數字語音采樣的幀作為過渡語音以全速率進行時域編碼。
應該指出，步驟400-410包括開環編碼判定模式。另一方面，步驟412-426包括閉環編碼判定模式。
在圖6中示出的一個實施例中，一種閉環多模式MDLP語音編碼器包括耦合到幀緩沖器502的模-數轉換器(A/D)500，而幀緩沖器502依次耦合到控制處理器504。把能量計算器506、有聲語音檢測器508、背景噪聲編碼器510、高速率時域編碼器512和低速率頻譜編碼器514耦合到控制處理器504。把頻譜解碼器516耦合到頻譜編碼器514，并把誤差計算器518耦合到頻譜解碼器516和控制處理器504。把閾值比較器520耦合到誤差計算器518和控制處理器504。把緩沖器522耦合到頻譜編碼器514、頻譜解碼器516以及閾值比較器520。
在圖6的實施例中，語音編碼器部件最好作為在語音編碼器中的固件或其它軟件驅動模塊實現，語音編碼器本身有利地駐留在DSP或ASIC中。熟悉本技術領域的人員會理解，可以等效地以許多其它已知方法較好地實施語音編碼器部件?？刂铺幚砥?04可以有利地是微處理器，但是另外可以用控制器、狀態機或離散邏輯電路實現。
在圖6的多模式編碼器中，把語音信號提供給A/D 500。A/D 500把模擬信號轉換成數字語音采樣的幀，S(n)。把數字語音采樣提供給幀緩沖器502。控制處理器504從幀緩沖器502取得數字語音采樣，并把它們提供給能量計算器506。能量計算器506根據下列公式計算語音采樣的能量EE=Σn=0159S2(n)]]>其中，這些幀為20ms長，而采樣率是8kHz。把計算的能量E發送回控制處理器504。
控制處理器504對計算的語音能量和語音活動閾值進行比較。如果計算的能量低于語音活動閾值，則控制處理器504把數字語音采樣從幀緩沖器502傳送到背景噪聲編碼器510。背景噪聲編碼器510使用保留背景噪聲估計所需的最小位數來編碼該幀。
如果計算的能量大于或等于語音活動閾值，則控制處理器504把數字語音采樣從幀緩沖器502傳送到有聲語音檢測器508。有聲語音檢測器508判定語音幀的周期性是否允許使用低位速率頻譜編碼進行有效編碼。判定語音幀中的周期性水平的方法為本技術領域中所眾知，并且包括，例如，使用歸一自相關函數(NACF)和過零點。在上述美國申請序列號08/815,354中描述過這些方法以及其它方法。
有聲語音檢測器508把信號提供給控制處理器504，該信號指示了該語音幀是否包括足夠周期性的語音，以通過頻譜編碼器514有效地編碼。如果有聲語音檢測器508判定語音幀缺少足夠的周期性，則控制處理器504把數字語音采樣傳送到高速率編碼器512，它以預定的最大數據速率對語音進行時域編碼。在一個實施例中，預定的最大速率是8kpbs，并且高速率編碼器512是CELP編碼器。
如果有聲語音檢測器508起初判定語音信號具有足夠周期性以通過頻譜編碼器514有效地編碼，則控制處理器504把數字語音采樣從幀緩沖器502傳送到頻譜編碼器514。下面參考圖7詳細描述一種示例頻譜編碼器。
頻譜編碼器514析取所估計的間距頻率F0、間距頻率的諧波的振幅AI以及語音信息VC。頻譜編碼器514把這些參數提供給緩沖器522和頻譜解碼器516。頻譜解碼器516可以有利地模擬成傳統CELP編碼器中的編碼器的解碼器。頻譜解碼器516根據頻譜解碼格式(下面將參考圖7描述)產生合成語音采樣， 并把合成語音采樣提供給誤差計算器518。控制處理器504把語音采樣S(n)發送到誤差計算器518。
誤差計算器518根據下列公式計算每個語音采樣S(n)和每個相應的合成語音采樣 之間的均方誤差(MSE)MSE=Σn=0159(S(n)-S^(n))2]]>把計算的MSE提供給閾值比較器520，它判定失真電平是否在可接受的范圍內，即，失真電平是否降低到預定閾值之下。
如果計算的MSE在可接受的范圍內，則閾值比較器520把信號提供給緩沖器502，并使頻譜編碼的數據從語音編碼器輸出。另一方面，如果MSE不在可接受的范圍內，則閾值比較器520把信號提供給控制處理器504，控制處理器504依次把數字采樣從幀緩沖器502傳送到高速率時域編碼器512。時域編碼器512以預定最大速率對幀進行編碼，并丟棄緩沖器522的內容。
在圖6的實施例中，所使用的頻譜編碼的類型是諧波編碼，如下面參考圖7所描述，但是另一方面，可以是任何類型的頻譜編碼，例如，正弦波變換編碼或多頻帶激勵編碼。例如，使用在美國專利第5,195,166中描述的多頻帶激勵編碼，以及使用例如在美國專利第4,865,068中描述的正弦波變換編碼。
對于相位失真閾值等于或低于周期性參數的過渡幀和有聲幀，借助高速率時域編碼器512，圖6的多模式編碼器有利地以全速率或8kpbs使用CELP編碼。另一方面，對于這種幀，可以使用任何其它已知形式的高速率時域編碼。因此，就以高精度對過渡幀(以及周期性不足夠的有聲幀)進行編碼，以便通過較好地保留相位信息，使輸入端和輸出端處的波形較好地匹配。在一個實施例中，在處理完閾值超過周期測量值的預定數目的連續有聲幀之后，多模式編碼器對于一個幀不管閾值比較器520的判定如何，都從半速率頻譜編碼切換到全速率CELP編碼。
應該指出，能量計算器506和有聲語音檢測器508連同控制處理器504構成開環編碼判定。與此相比，頻譜編碼器514、頻譜解碼器516、誤差計算器518、閾值比較器520、和緩沖器522連同控制處理器504構成閉環編碼判定。
在參考圖7描述的一個實施例中，使用頻譜編碼且最好使用諧波編碼，以低位速率對足夠周期性的有聲幀進行編碼。一般定義頻譜編碼器為算法，所述算法試圖通過對每個語音幀在頻域中進行模擬和編碼以可感知有意義的方法來保留語音頻譜特征的時間演變。這些算法的重要部分是(1)頻譜分析或參數估計；(2)參數量化；以及(3)分析具有經解碼參數的輸出語音波形。因此，其目標是用一組頻譜參數保留短期語音頻譜的重要特征，對參數編碼，然后使用經解碼頻譜參數合成輸出語音。一般，合成輸出語音作為正弦波的加權和。正弦波的振幅、頻率和相位是分析期間所估計的頻譜參數。
在CELP編碼技術中“綜合分析”是一種眾知的技術，而在頻譜編碼中沒有利用該技術。綜合分析不應用于頻譜編碼器的主要原因是由于初始相位信息的丟失，即使從可察覺的觀點來看語音模型在功能上很適合，但是合成語音的均方能量(MSE)可能很高。因此，正確地產生初始相位的另一個優點是可得到一種能力，直接對語音采樣和重構語音進行比較以允許判定語音模型是否精確編碼語音幀。
在頻譜編碼中，如下合成輸出語音幀S[n]＝Sv[n]+Suv[n]， n＝1，2，…，N，其中，N是每幀的采樣數，而Sv和Suv分別是有聲和無聲分量。正弦波求和合成處理如下創建了有聲分量S[n]=Σk=1LA(k,n)·cos(2πnfk+θ(k,n))]]>其中，L是正弦波的總數，fk是在短期頻譜中關心的頻率，A(k，n)是正弦波的振幅，以及θ(k，n)是正弦波的相位。通過頻譜分析處理從輸入幀的短期頻譜估計振幅、頻率和相位參數。無聲分量可以在單獨的正弦波求和合成中與有聲部分一同創建，或可以通過專用無聲合成處理分開計算，然后加回到Sv中。
在圖7的實施例中，使用稱之為諧波編碼器的特定類型頻譜編碼器，以低位速率對足夠周期性的有聲幀進行頻譜編碼。諧波編碼器將一幀表征為正弦波的和，分析幀的小段。在正弦波總和中的每個正弦波具有的頻率是該幀的間距F0的整數倍。在另外的實施例中，其中，所使用的特定類型的頻譜編碼器不是諧波編碼器，從在0和2π之間的一組實數取得每個幀的正弦波頻率。在圖7的實施例中，有利地選擇在總和中的每個正弦波的振幅和相位，以便總和將與一個周期上的信號最佳地匹配，如圖8的圖例所示。一般，諧波編碼器使用外部分類，對每個輸入語音幀標識為有聲或無聲。對于有聲幀，把正弦波的頻率限制于估計間距(F0)的諧波，即，fk＝kF0。對于無聲語音，使用短期頻譜的峰值來確定正弦波。內插振幅和相位以如下模仿在幀上它們的演變，如A(k，n)＝C1(k)*n+C2(k)θ(k，n)＝B1(k)*n2+B2(k)*n+B3(k)其中，在取窗口的輸入語音幀的短期傅里葉變換(STFT)之外的特定頻率位置fk(＝kf0)處，從振幅、頻率和相位的瞬時值估計系數[Ci(k)，Bi(k)]。每個正弦波待發送的參數是振幅和頻率。不發送相位，但是根據數種已知技術中的任何一種對其模擬作為替代，例如，所述已知技術包括二次相位模型，或任何傳統的相位多項式表達式。
如在圖7中所示，諧波編碼器包括耦合到窗口邏輯602和離散傅里葉變換(DFT)和諧波分析邏輯604的間距析取器600。還把接收語音采樣S(n)作為輸入的間距析取器600耦合到DFT和諧波分析邏輯604。把DFT和諧波分析邏輯604耦合到剩余編碼器606。把間距析取器600、DFT和諧波分析邏輯604以及剩余編碼器606的每一個都耦合到參數量化器608。把參數量化器608耦合到信道編碼器610，依次，把信道編碼器610耦合到發射機612。通過標準射頻(RF)接口(例如，諸如碼分多址(CDMA)空中接口)把發射機612耦合到接收機614。把接收機614耦合到信道解碼器616，依次，把信道解碼器616耦合到去量化器618。把去量化器618耦合到正弦波求和語音合成器620。還把正弦波求和語音合成器620耦合到相位估計器622，它接收先前幀信息作為輸入。配置正弦波求和語音合成器620以產生合成語音輸出SSYNTH(n)。
可以用熟悉本技術領域的人員眾知的各種不同方法(例如，包括固件或軟件模塊)來實現間距析取器600、窗口邏輯602、DFT和諧波分析邏輯604、剩余編碼器606、參數量化器608、信道編碼器610、信道解碼器616、去量化器618、正弦波求和語音合成器620以及相位估計器622?？梢杂檬煜け炯夹g領域的人員眾知的任何等效標準RF部件來實現發射機612和接收機614。
在圖7的諧波編碼器中，間距析取器600接收輸入采樣S(n)，析取間距頻率信息F0。然后通過窗口邏輯602使采樣乘以合適的窗口函數，以允許對語音幀的小段進行分析。DFT和諧波分析邏輯604使用間距析取器600提供的間距信息計算采樣的DFT，以產生復數頻譜點，從所述復數頻譜點析取了諧波振幅AI，如圖8的圖例所示，其中，L表示諧波的總數。把DFT提供給剩余編碼器606，剩余編碼器606析取有聲信息VC。
應該指出，如在圖8中所示，Vc參數表示在頻率軸上的一個點，在該點以上，頻譜是無聲語音信號特征，并且不再是諧波。與此相比，在點Vc以下，頻譜是諧波，并且是有聲語音特征。
把AI、F0和Vc分量提供給參數量化器608，它對信息進行量化。把經量化信息以分組形式提供給信道編碼器610，信道編碼器610以低位速率(例如，諸如半速率，或4kpbs)對分組進行量化。把分組提供給發射機612，發射機612對分組進行調制，并把所產生信號在空中發送到接收機614。接收機614接收和解調信號，把經編碼分組傳遞到信道解碼器616。信道解碼器616對分組進行解碼，并把經解碼分組提供給去量化器618。去除量化器618使信息去除量化。把信息提供給正弦波求和語音合成器620。
配置正弦波求和語音合成器620，使之根據上述S[n]的公式對模擬短期語音頻譜的多個正弦波進行合成。正弦波的頻率fk是基本頻率F0的倍數或諧波，所述基本頻率F0是準周期性(即，過渡)有聲語音段的間距周期性頻率。
正弦波求和語音合成器620還接收來自相位估計器622的相位信息。相位估計器622接收先前幀信息，即，緊靠的先前幀的AI、F0和Vc參數。相位估計器622還接收先前幀的重構的N個采樣，其中，N是幀長度(即，N是每幀的采樣數)。相位估計器622根據先前幀的信息判定幀的初始相位。把初始相位判定提供給正弦波求和語音合成器620。根據當前幀的信息以及初始相位計算(相位估計器622根據過去幀信息執行所述初始相位計算)，正弦波求和語音合成器620產生合成語音幀。如上所述。
如上所述，諧波編碼器通過使用先前幀信息和預測相位從幀到幀線性地變化來合成或重構語音幀。在通常稱之為二次相位模型的上述合成模型中，系數B3(k)表示正在合成的當前有聲幀的初始相位。在判定相位中，傳統諧波編碼器把初始相位設置成零，或者隨機地或用某些偽隨機產生方法產生初始相位值。為了更精確地預測相位，根據判定緊靠的先前幀是有聲語音幀(即，足夠周期性的幀)還是過渡語音幀，相位估計器622使用判定初始相位的兩種可能方法中之一。如果先前幀是有聲語音幀，則使用該幀的最后估計相位值作為當前幀的初始相位值。另一方面，如果先前幀的分類為過渡幀，則從先前幀的頻譜得到當前幀的初始相位值，這是通過執行先前幀的解碼器輸出的DFT而得到的。因此，相位估計器622利用了已經可得到的精確相位信息(因為作為過渡幀的先前幀是以全速率處理的)。
在一個實施例中，一種閉環多模式MDLP語音編碼器遵循在圖9的流程圖中描繪的語音處理步驟。語音編碼器通過選擇最合適的編碼模式對每個輸入語音幀的LP剩余進行編碼。某些模式在時域中對LP剩余或語音剩余進行編碼，而其它模式在頻域中表示LP剩余或語音剩余。模式的組有用于過渡幀的全速率時域(T模式)；用于語音幀的半速率頻域(V模式)；用于無聲幀的四分之一速率時域(U模式)；以及用于噪聲幀的八分之一速率時域(N模式)。
熟悉本技術領域的人員會理解，可以遵循在圖9中示出的步驟對語音信號或相應的LP剩余進行編碼。噪聲、無聲、過渡以及有聲語音的波形特征可以看作是在圖10A的圖例中的時間函數。噪聲、無聲、過渡以及有聲LP剩余的波形特征可以看作是在圖10B的圖例中的時間函數。
在步驟700中，對有關把四種模式(T、V、U或N)中的哪一種施加于輸入語音剩余S(n)作開環模式判定。如果施加T模式，則在步驟702中，在T模式下，即在時域中以全速率處理語音剩余。如果施加U模式，則在步驟704中，在U模式下，即在時域中以四分之一速率處理語音剩余。如果施加N模式，則在步驟706中，在N模式下，即在時域中以八分之一速率處理語音剩余。如果施加V模式，則在步驟708中，在V模式下，即在頻域中以半速率處理語音剩余。
在步驟710中，對在步驟708中編碼的語音進行解碼，并與輸入語音剩余S(n)進行比較，并計算性能測量值D。在步驟712中，把性能測量值D與預定閾值T進行比較。如果性能測量值D大于或等于閾值T，則在步驟714中，步驟708的經頻譜編碼的語音剩余允許發送。另一方面，如果性能測量值D小于閾值T，則在步驟716中，在T模式下處理輸入語音剩余S(n)。在另外的實施例中，不計算性能測量值，并且不定義閾值。而是在V模式下已經處理預定數目的語音剩余幀之后，在T模式下處理下一幀。
有利地，在圖9中示出的判定步驟允許僅當需要時才使用高位速率T模式，通過較低位速率V模式利用了有聲語音分段的周期性，同時當V模式的執行不合適時通過切換到全速率而防止了任何質量下降。因此，可以以明顯低于全速率的平均速率產生接近全速率的話音質量的極高話音質量。此外，可以通過所選擇的性能測量值和所選擇的閾值來控制目標話音質量。
通過保持模型相位軌跡接近于輸入語音的相位軌跡，“升級”到T模式也能改進后續V模式應用的性能。當在V模式中的性能不合適時，步驟710和712的閉環性能檢查切換到T模式，從而通過“刷新”初始相位值來改進后續V模式處理的性能，這允許模式相位軌跡再次變成接近原始輸入語音相位軌跡。通過如在圖11A-C的圖例中所示例子，從開始處的第五幀不合適在V模式中執行，如通過所使用的PSNR失真測量值明顯看到。結果，沒有閉環判定和升級的情況下，模擬的相位軌跡明顯偏離原始輸入語音相位軌跡，導致PSNR的嚴重降低，如在圖11C中所示。此外，在V模式下處理的后續幀的性能降低。然而，如在圖11A中所示，在閉環判定下，把第五幀切換到T模式處理。通過升級使第五幀的性能大大提高，如在圖11B中示出的PSNR的提高可以明顯地看到。此外，還改善了在V模式下處理的后續幀的性能。
通過提供極精確的初始相位估計值，保證所產生的V模式合成的語音剩余信號與原始輸入語音剩余S(n)在時間上精確地對齊，在圖9中示出的判定步驟改進了V模式表示的質量。以下述方式，從緊接的先前經解碼幀得到第一V模式處理的語音剩余段的初始相位。對于每個諧波，如果先前幀是在V模式下處理的，則把初始相位設置成等于先前幀的最后估計相位。對于每個諧波，如果先前幀是在T模式下處理的，則把初始相位設置成等于先前幀的實際諧波相位。通過使用完整的先前幀采取過去解碼剩余的DFT，可以得到先前幀的實際諧波相位。另一方面，通過處理先前幀的各種間距周期，以間距-同步方式，采取過去解碼幀的DFT，可以得到先前幀的實際諧波相位。
在參考圖12描述的一個實施例中，把準周期性信號S的連續幀輸入到分析邏輯800中。例如，準周期性信號S可以是例如語音信號。該信號的某些幀是周期性的，而其它幀不是周期性的或非周期性的。分析邏輯800測量信號的振幅，并輸出經測量的振幅A。分析邏輯800還測量信號的相位，并輸出經測量相位P。把振幅A提供給合成邏輯802。還把相位值POUT提供給合成邏輯802。相位值POUT可以是經測量相位值P，或者相位值POUT可以是估計的相位值PEST，如下所述。合成邏輯802合成信號，并輸出經合成的信號SSYNTH。
還把準周期性信號S提供給分類邏輯804，它把信號分類成非周期性或周期性。對于信號的非周期性幀，把提供給合成邏輯802的相位POUT設置成等于測量相位P。把信號的周期性幀提供給閉環相位估計邏輯806。還把準周期性信號S提供給閉環相位估計邏輯806。閉環相位估計邏輯806估計相位，并輸出估計相位PEST。估計相位是根據初始相位值PINIT的，把它輸入到閉環相位估計邏輯806。如果分類邏輯804把提供的先前幀分類成周期性幀，則初始相位值是該信號先前幀的最后估計相位值。如果分類邏輯804把先前幀分類成非周期性幀，則初始相位值是先前幀的測量相位值P。
把估計相位PEST提供給誤差計算邏輯808。把準周期性信號S也提供給誤差計算邏輯808。還把測量相位P提供給誤差計算邏輯808。此外，誤差計算邏輯808接收已經通過合成邏輯802合成的經合成信號SSYNTH’。經合成信號SSYNTH’是當輸入到合成邏輯802的相位POUT等于估計相位PEST時已經通過合成邏輯802合成的經合成信號SSYNTH。誤差計算邏輯808通過比較測量相位值和估計相位值來計算失真測量值，或誤差測量值E。在另外的實施例中，誤差計算邏輯808通過比較準周期性信號的輸入幀和準周期性信號的經合成幀來計算失真測量值，或誤差測量值E。
把失真測量值E提供給比較邏輯810。比較邏輯810對失真測量值E和預定閾值T進行比較。如果失真測量值E大于預定閾值T，則把測量相位P設置成等于提供給合成邏輯802的相位值POUT。另一方面，如果失真測量值E不大于預定閾值T，則把估計相位PEST設置成等于提供給合成邏輯802的相位值POUT。
因此，已經描述了一種用于跟蹤準周期性信號的相位的新穎方法和設備。熟悉本技術領域的人員會理解，可以用數字信號處理器(DSP)、專用集成電路(ASIC)、分立門或晶體管邏輯、諸如寄存器和FIFO之類的分立硬件部件、執行一組固件指令的處理器或任何傳統可編程軟件模塊以及處理器來實現或執行這里結合所揭示的實施例描述的各種示例邏輯塊和算法步驟。有利地，處理器可以是微處理器，但是另一方面，處理器可以是任何傳統處理器、控制器、微控制器、或狀態機。軟件模塊可以駐留在RAM存儲器、快閃存儲器、寄存器或本技術領域中眾知的任何其它形式的可寫入存儲媒體中。熟悉本技術領域的人員會理解，有利地通過電壓、電流、電磁波、磁場或粒子、光學場或粒子、或它們的任何組合來表示上面整個說明書中所指的數據、指令、命令、信息、信號、位、碼元、以及碼片。
因此，已經示出和描述本發明的較佳實施例。然而，熟悉本技術領域的人員會明了，可以對這里揭示的實施例作出許多改變而不偏離本發明的精神和范圍。因此，除根據下列權利要求書外，本發明不受限制。
權利要求
1.跟蹤信號相位的一種方法，所述信號在某些幀期間是周期性的，而在其它幀期間是非周期性的，其特征在于，所述方法包括下列步驟對于在信號是周期性期間的幀，估計信號的相位；用閉環性能測量監測所估計相位的性能；以及對于在信號是周期性且所估計相位性能落在預定閾電平以下期間的幀，測量信號的相位。
2.如權利要求1所述的方法，其特征在于，進一步包括對于在信號是非周期性期間的幀，測量信號的相位的步驟。
3.如權利要求1所述的方法，其特征在于，進一步包括對于給定幀用開環周期性判定來判定該信號是周期性還是非周期性的步驟。
4.如權利要求1所述的方法，其特征在于，所述估計步驟包括根據諧波模型構成相位的多項表達式的步驟。
5.如權利要求1所述的方法，其特征在于，所述估計步驟包括如果先前幀是周期性的，則設置初始相位值等于先前幀所估計的最后相位值的步驟。
6.如權利要求1所述的方法，其特征在于，所述估計步驟包括如果先前幀是非周期性的，則設置初始相位值等于先前幀的測量相位值的步驟。
7.如權利要求6所述的方法，其特征在于，從先前幀的離散傅里葉變換(DFT)得到測量相位值。
8.如權利要求1所述的方法，其特征在于，所述估計步驟包括如果先前幀是周期性的，并且先前幀的估計相位的性能落在預定閾電平之下，則設置初始相位值等于先前幀的測量相位值的步驟。
9.如權利要求8所述的方法，其特征在于，從先前幀的離散傅里葉變換(DFT)得到測量相位值。
10.跟蹤信號的相位的一種裝置，所述信號在某些幀期間是周期性的，而在其它幀期間是非周期性的，其特征在于，所述裝置包括一種裝置，用于對在信號是周期性期間的幀，估計信號的相位；一種裝置，用于用閉環性能測量來監測估計的相位性能；以及一種裝置，用于對在信號是周期性且所估計的相位性能落在預定閾電平以下期間的幀，測量信號的相位。
11.如權利要求10所述的裝置，其特征在于，進一步包括一種裝置，用于對在信號是非周期性期間的幀，測量信號的相位。
12.如權利要求10所述的裝置，其特征在于，進一步包括一種裝置，用于對于給定幀用開環周期性判定來判定該信號是周期性還是非周期性的。
13.如權利要求10所述的裝置，其特征在于，所述用于估計的裝置包括根據諧波模型構成相位的多項表達式的裝置。
14.如權利要求10所述的裝置，其特征在于，所述用于估計的裝置包括如果先前幀是周期性的，則設置初始相位值等于先前幀的估計的最后相位值的裝置。
15.如權利要求10所述的裝置，其特征在于，所述用于估計的裝置包括如果先前幀是非周期性的，則設置初始相位值等于先前幀的測量相位值的裝置。
16.如權利要求15所述的裝置，其特征在于，從先前幀的離散傅里葉變換(DFT)得到測量的相位值。
17.如權利要求10所述的裝置，其特征在于，所述用于估計的裝置包括如果先前幀是周期性的，并且先前幀所估計的相位性能落在預定閾電平之下，則設置初始相位值等于先前幀的測量相位值的裝置。
18.如權利要求17所述的裝置，其特征在于，從先前幀的離散傅里葉變換(DFT)得到測量相位值。
19.跟蹤信號的相位的一種裝置，所述信號在某些幀期間是周期性的，而在其它幀期間是非周期性的，其特征在于，所述裝置包括邏輯電路，所述邏輯配置成對在信號是周期性期間的幀，估計信號的相位；邏輯電路，所述邏輯配置成用閉環性能測量監測所估計相位的性能；以及邏輯電路，所述邏輯配置成對在信號是周期性且所估計的相位性能落在預定閾電平以下期間的幀，測量信號的相位。
20.如權利要求19所述的裝置，其特征在于，進一步包括邏輯電路，配置成對在信號是非周期性期間的幀，測量信號的相位。
21.如權利要求19所述的裝置，其特征在于，進一步包括邏輯電路，配置成對于給定幀用開環周期性判定來判定該信號是周期性還是非周期性的。
22.如權利要求19所述的裝置，其特征在于，所述配置成對在信號是周期性期間的幀估計信號的相位的邏輯電路包括配置成根據諧波模型構成相位的多項表達式的邏輯電路。
23.如權利要求19所述的裝置，其特征在于，所述配置成對在信號是周期性期間的幀估計信號的相位的邏輯電路包括配置成如果先前幀是周期性的，設置初始相位值等于先前幀的估計的最后相位值的邏輯電路。
24.如權利要求19所述的裝置，其特征在于，所述配置成對于在信號是周期性期間的幀估計信號的相位的邏輯電路包括配置成如果先前幀是非周期性的，設置初始相位值等于先前幀的測量相位值的邏輯電路。
25.如權利要求24所述的裝置，其特征在于，從先前幀的離散傅里葉變換(DFT)得到測量相位值。
26.如權利要求19所述的裝置，其特征在于，所述配置成對在信號是周期性期間的幀估計信號的相位的邏輯電路包括配置成如果先前幀是周期性的，且先前幀所估計的相位性能落在預定閾電平以下，則設置初始相位值等于先前幀的測量相位值的邏輯電路。
27.如權利要求26所述的裝置，其特征在于，從先前幀的離散傅里葉變換(DFT)得到測量相位值。
全文摘要
用于跟蹤準周期性信號的相位的一種方法包括下述步驟對于在信號是周期性期間的幀，估計信號的相位，用閉環性能測量值監測所估計的相位性能，并對于在信號是周期性且估計相位的性能落在預定閾電平之下期間的幀，測量信號的相位。在估計相位中，如果先前幀是周期性的，則設置初始相位值等于先前幀的估計的最后相位值。如果先前幀是非周期性的，或如果先前幀是周期性的且先前幀的估計相位的性能落在預定閾電平之下，則設置初始相位值等于先前幀的測量相位值。對于在信號是非周期性期間的幀，測量信號的相位?？梢允褂瞄_環周期性判定來判定對于給定幀的信號是否為周期性的。
文檔編號G10L25/48GK1437746SQ00819200
公開日2003年8月20日 申請日期2000年2月29日 優先權日2000年2月29日
發明者A·達斯 申請人:高通股份有限公司