本發明屬于主動噪聲控制技術領域，特別涉及了一種抑制窄帶主動噪聲控制中頻率不匹配的方法。

背景技術：

傳統被動噪聲控制方法主要用于控制高頻信號，主動噪聲控制(ANC，Active Noise Control)技術與之相比在低頻具有較好的性能，且控制器尺寸小，適合用于控制周期或近似周期的低頻正弦型窄帶噪聲信號，是傳統被動噪聲控制方法不可或缺的有利補充。

目標窄帶噪聲的頻率較低，通常是由旋轉設備或具有往復運動的裝置產生。在窄帶主動噪聲控制系統中，為了避免聲反饋，一般使用非聲學傳感器測得噪聲頻率，再由該同步頻率獲得參考信號以進行后續處理。

而非聲學傳感器由于長期運行，元件老化等原因，所測得的同步頻率與目標噪聲的真實頻率之間往往存在誤差，即產生了頻率不匹配。頻率不匹配對于窄帶主動噪聲控制系統的影響是致命的，噪聲抑制效果將嚴重下降。

技術實現要素：

為了解決上述背景技術提出的技術問題，本發明旨在提供一種抑制窄帶主動噪聲控制中頻率不匹配的方法，有效抑制窄帶ANC系統的目標噪聲，且計算量小、收斂速度快。

為了實現上述技術目的，本發明的技術方案為：

一種抑制窄帶主動噪聲控制中頻率不匹配的方法，包括以下步驟：

(1)在給定失真頻率初始值條件下，采用AR模型自動跟蹤目標噪聲頻率，并產生余弦型參考信號和正弦型參考信號；

(2)采用第一自適應FLANN濾波器對余弦型參考信號及其延遲信號進行處理，得到由余弦型參考信號產生的次級源信號；采用第二自適應FLANN濾波器對正弦型參考信號及其延遲信號進行處理，得到由正弦型參考信號產生的次級源信號；

(3)步驟(2)產生的兩種次級源信號疊加后形成次級源合成信號，次級源合成信號經過次級通道后生成次級噪聲信號；

(4)次級噪聲信號與目標噪聲信號進行相消疊加，得到殘余噪聲信號；

(5)采用步驟(3)所述次級通道的估計模型處理余弦型參考信號和正弦型參考信號，分別得到濾波-X余弦型參考信號和濾波-X正弦型參考信號；

(6)將濾波-X余弦型參考信號和殘余噪聲信號輸入到FXLMS算法中，更新第一自適應FLANN濾波器的權值參數；將濾波-X正弦型參考信號和殘余噪聲信號輸入到另一個FXLMS算法中，更新第二自適應FLANN濾波器的權值參數；將濾波-X余弦型參考信號、濾波-X正弦型參考信號以及殘余噪聲信號輸入到LMS算法中，更新AR模型的自適應參數，從而使產生的次級噪聲信號有效地抑制目標噪聲信號。

進一步地，在步驟(1)中，得到的余弦型參考信號的表達式如下：

x_a(0)＝a,

x_a(1)＝a cos(ω),

x_a(n)＝-c(n)x_a(n-1)-x_a(n-2),n≥2

其中，x_a(0)、x_a(1)、x_a(n-2)、x_a(n-1)、x_a(n)分別為余弦型參考信號的第0次、第1次、第n-2次、第n-1次、第n次的更新值，ω為通過非聲學傳感器獲得的失真的噪聲頻率；

正弦型參考信號的表達式如下：

x_b(0)＝b,

x_b(1)＝b sin(ω),

x_b(n)＝-c(n)x_b(n-1)-x_b(n-2),n≥2

其中，x_b(0)、x_b(1)、x_b(n-2)、x_b(n-1)、x_b(n)分別為正弦型參考信號的第0次、第1次、第n-2次、第n-1次、第n次的更新值；

c(n)為AR模型的自適應參數的第n次更新值，其初始值為c(0)＝c(1)＝-2cos(ω)。

進一步地，在步驟(3)中，所述次級源合成信號y(n)的表達式如下：

x_a(n)＝[x_a(n),x_a(n-1),...,x_a(n-N+1)]^T，

x_b(n)＝[x_b(n),x_b(n-1),...,x_b(n-N+1)]^T

其中，w_a(n)為第一自適應FLANN濾波器權值的第n次更新值，分別為第一自適應FLANN濾波器的第1個，第2個，…，第N個權值，x_a(n)為余弦型參考信號x_a(n)的第n次更新值經過N-1次延時器延時形成的N維向量；w_b(n)為第二自適應FLANN濾波器權值的第n次更新值，分別為第二自適應FLANN濾波器的第1個，第2個，…，第N個權值，x_b(n)為正弦型參考信號x_b(n)的第n次更新值經過N-1個延時器延時形成的N維向量。

進一步地，在步驟(4)中，所述殘余噪聲信號e(n)的表達式如下：

e(n)＝p(n)-y_s(n)

其中，p(n)為目標噪聲信號，它是窄帶源噪聲經線性初級通道傳播后在相消點形成的噪聲，y_s(n)為次級噪聲信號。

進一步地，目標噪聲信號p(n)的表達式如下：

p(n)＝a_pcos(ω_pn)+b_psin(ω_pn)+v_p(n)

其中，a_p、b_p為離散傅里葉系數，ω_p為目標噪聲頻率，v_p(n)為加性環境噪聲。

進一步地，在步驟(6)中，更新第一、第二自適應FLANN濾波器的權值參數的表達式如下：

更新AR模型的自適應參數的表達式如下：

其中，為第一自適應FLANN濾波器第k+1個權值的第n次，第n+1次更新值，為第二自適應FLANN濾波器第k+1個權值的第n次，第n+1次更新值；為濾波-X余弦型參考信號經過k個延時器延時后所得信號的第n次更新值，為濾波-X正弦信號經過k個延時器延時后所得信號的第n次更新值；為濾波-X余弦型參考信號的第n-1次更新值，為濾波-X正弦型參考信號的第n-1次更新值；μ為FLANN濾波器權值的更新步長因子，μ_c為AR模型參數的更新步長因子。

進一步地，步驟(3)所述次級通道S(z)和步驟(5)所述次級通道的估計模型是由FIR濾波器構成，它們的表達式如下：

其中，M、為FIR濾波器的長度。

采用上述技術方案帶來的有益效果：

本發明能有效應對窄帶主動噪聲控制中25％以內的頻率不匹配量，所用到的權值數目少且系統收斂速度快。

附圖說明

圖1是本發明的基本流程圖。

圖2是本發明的結構框架圖。

具體實施方式

以下將結合附圖，對本發明的技術方案進行詳細說明。

一種抑制窄帶主動噪聲控制中頻率不匹配的方法，如圖1、圖2所示，具體步驟如下：

步驟1：在給定失真頻率初始值條件下，采用AR模型自動跟蹤目標噪聲頻率，并產生余弦型參考信號和正弦型參考信號。

余弦型參考信號的表達式如下：

x_a(0)＝a,

x_a(1)＝a cos(ω),

x_a(n)＝-c(n)x_a(n-1)-x_a(n-2),n≥2

其中，x_a(0)、x_a(1)、x_a(n-2)、x_a(n-1)、x_a(n)分別為余弦型參考信號的第0次、第1次、第n-2次、第n-1次、第n次的更新值；

正弦型參考信號的表達式如下：

x_b(0)＝b,

x_b(1)＝b sin(ω),

x_b(n)＝-c(n)x_b(n-1)-x_b(n-2),n≥2

其中，x_b(0)、x_b(1)、x_b(n-2)、x_b(n-1)、x_b(n)分別為正弦型參考信號的第0次、第1次、第n-2次、第n-1次、第n次的更新值；

c(n)為AR模型的自適應參數的第n次更新值，其初始值為c(0)＝c(1)＝-2cos(ω)。

步驟2：采用第一自適應FLANN濾波器對余弦型參考信號及其延遲信號進行處理，得到由余弦型參考信號產生的次級源信號；采用第二自適應FLANN濾波器對正弦型參考信號及其延遲信號進行處理，得到由正弦型參考信號產生的次級源信號。

步驟3：步驟2產生的兩種次級源信號疊加后形成次級源合成信號，次級源合成信號經過次級通道后生成次級噪聲信號。次級源合成信號y(n)的表達式如下：

x_a(n)＝[x_a(n),x_a(n-1),...,x_a(n-N+1)]^T，

x_b(n)＝[x_b(n),x_b(n-1),...,x_b(n-N+1)]^T

其中，w_a(n)為第一自適應FLANN濾波器權值的第n次更新值，分別為第一自適應FLANN濾波器的第1個，第2個，…，第N個權值，x_a(n)為余弦型參考信號x_a(n)的第n次更新值經過N-1次延時器延時形成的N維向量；w_b(n)為第二自適應FLANN濾波器權值的第n次更新值，分別為第二自適應FLANN濾波器的第1個，第2個，…，第N個權值，x_b(n)為正弦型參考信號x_b(n)的第n次更新值經過N-1個延時器延時形成的N維向量。

上述次級源合成信號y(n)經過次級通道S(z)，輸出次級噪聲信號y_s(n)。次級通道S(z)是由FIR濾波器構成，即：

則，

步驟4：次級噪聲信號與目標噪聲信號進行相消疊加，得到殘余噪聲信號：

其中，目標噪聲信號p(n)是窄帶源噪聲經由線性初級通道傳播后在相消點形成的噪聲，可表示為p(n)＝a_pcos(ω_pn)+b_psin(ω_pn)+v_p(n)，a_p、b_p為離散傅里葉系數，ω_p為目標噪聲頻率，v_p(n)為加性環境噪聲。

步驟5：采用步驟3所述次級通道的估計模型處理余弦型參考信號和正弦型參考信號，分別得到濾波-X余弦型參考信號和濾波-X正弦型參考信號。

步驟6：將濾波-X余弦型參考信號和殘余噪聲信號輸入到FXLMS算法中，更新第一自適應FLANN濾波器的權值參數；將濾波-X正弦型參考信號和殘余噪聲信號輸入到另一個FXLMS算法中，更新第二自適應FLANN濾波器的權值參數；將濾波-X余弦型參考信號、濾波-X正弦型參考信號以及殘余噪聲信號輸入法到LMS算法中，更新AR模型的自適應參數，從而使產生的次級噪聲信號有效地抑制目標噪聲信號。

更新第一、第二自適應FLANN濾波器的權值參數的表達式如下：

更新AR模型的自適應參數的表達式如下：

其中，為第一自適應FLANN濾波器第k+1個權值的第n次，第n+1次更新值，為第二自適應FLANN濾波器第k+1個權值的第n次，第n+1次更新值；為濾波-X余弦型參考信號經過k個延時器延時后所得信號的第n次更新值，為濾波-X正弦信號經過k個延時器延時后所得信號的第n次更新值；為濾波-X余弦型參考信號的第n-1次更新值，為濾波-X正弦型參考信號的第n-1次更新值；μ為FLANN濾波器權值的更新步長因子，μ_c為AR模型參數的更新步長因子。

實施例僅為說明本發明的技術思想，不能以此限定本發明的保護范圍，凡是按照本發明提出的技術思想，在技術方案基礎上所做的任何改動，均落入本發明保護范圍之內。