專利名稱：開關電源電路的制作方法
技術領域：
本發明涉及包括電壓諧振變換器的開關電源電路。
背景技術：
作為諧振型的所謂的軟開關電源，電流諧振型和電壓諧振型是眾所周知的。當前，具有通過半橋耦合系統而耦合的兩個開關器件的電流諧振變換器被廣泛使用，因為這樣的電流諧振變換器容易被投入實際應用。
但是，舉例來說，高耐受電壓開關器件的特性正在被改善，因此在將電壓諧振變換器投入實際應用的過程中的耐受電壓的問題正在被消除。另外，與具有一個開關器件的電流諧振正向變換器相比，由具有一個開關器件的單端系統(single-ended system)形成的電壓諧振變換器在輸入反饋噪聲、直流輸出電壓線的噪聲分量等方面已知是有利的。
圖12示出了含有單端系統的電壓諧振變換器的開關電源電路的配置示例。
在圖12所示的開關電源電路中，由橋式整流電路Di和平滑電容器Ci形成的整流和平滑電路對交變輸入電壓VAC進行整流和平滑，從而作為平滑電容器Ci兩端的電壓，生成了經整流和平滑的電壓Ei。
順便提及，在商用交流電源AC的線路中提供有噪聲濾波器，其由一組共模扼流圈CMC和兩個跨電容器CL形成，并去除共模噪聲。
經整流和平滑的電壓Ei作為直流輸入電壓被輸入到電源諧振變換器。如上所述，電壓諧振變換器采用具有一個開關器件Q1的單端系統。這種情況中的電壓諧振變換器是外激(externally excited)變換器。MOS-FET開關器件Q1被振蕩和驅動電路2開關驅動。
MOS-FET體二極管DD與開關器件Q1并聯連接。初級側并聯諧振電容器Cr與開關器件Q1的源極和漏極并聯連接。
初級側并聯諧振電容器Cr與絕緣變換器變壓器PIT的初級繞組N1的漏電感L1一起形成了初級側并聯諧振電路(電壓諧振電路)。該初級側并聯諧振電路提供了電壓諧振操作，作為開關器件Q1的開關操作。
振蕩和驅動電路2向開關器件Q1的柵極施加作為驅動信號的柵極電壓，以對開關器件Q1進行開關驅動。從而，開關器件Q1以與驅動信號的周期相對應的開關頻率執行開關操作。
絕緣變換器變壓器PIT將開關器件Q1的開關輸出傳遞到次級側。
絕緣變換器變壓器PIT例如具有通過將鐵氧體材料的E型磁芯彼此組合而形成的EE型磁芯(core)。纏繞部分被分為初級側纏繞部分和次級側纏繞部分。初級繞組N1和次級繞組N2纏繞在EE型磁芯的中心磁芯柱(central magnetic leg)上。
另外，在絕緣變換器變壓器PIT的EE型磁芯的中心磁芯柱中形成有大約1.0mm的間隙。從而在初級側和次級側之間得到了耦合系數k＝約0.80到0.85。這種水平的耦合系數k可以被認為代表了弱耦合，因此不容易達到飽和狀態。耦合系數k的值是在設置漏電感(L1)時的一個因素。
絕緣變換器變壓器PIT的初級繞組N1的一端插入在開關器件Q1與平滑電容器Ci的正電極端子之間。從而，開關器件Q1的開關輸出被傳送到初級繞組N1。由初級繞組N1引起的交變電壓出現在絕緣變換器變壓器PIT的次級繞組N2中。
在這種情況中，次級側并聯諧振電容器C2與次級繞組N2并聯連接。這樣，次級繞組N2的漏電感L2和次級側并聯諧振電容器C2的電容形成了次級側并聯諧振電路(電壓諧振電路)。
另外，通過如圖所示地將整流二極管Do1和平滑電容器Co連接到次級側并聯諧振電路，形成了半波整流電路。作為平滑電容器Co兩端的電壓，該半波整流電路生成了具有與在次級繞組N2(次級側并聯諧振電流)中獲得的交變電壓V2的一倍相對應的電平的次級側直流輸出電壓Eo。次級側直流輸出電壓Eo被供應給負載，還被輸入到控制電路1，作為用于恒壓控制的檢測電壓。
控制電路1向振蕩和驅動電路2輸入通過檢測作為檢測電壓的次級側直流輸出電壓Eo的電平而獲得的檢測輸出。
根據由輸入到振蕩和驅動電路2的檢測輸出指示了電平的次級側直流輸出電壓Eo的電平，振蕩和驅動電路2控制開關器件Q1的開關操作，以便使得次級側直流輸出電壓Eo恒定在預定電平。即，振蕩和驅動電路2生成并輸出用于控制開關操作的驅動信號。從而，執行了控制以穩定次級側直流輸出電壓Eo。
圖13A、圖13B和圖14示出了對具有圖12所示配置的電源電路的實驗結果。在進行實驗時，如下設置圖12的電源電路的主要部件，作為與AC 100V系統相對應的VAC＝100V的條件。
對于絕緣變換器變壓器PIT，選擇EER-35磁芯，并且中心磁芯柱的間隙的間隙長度被設置為1mm。對于初級繞組N1和次級繞組N2的各自的匝數，N1＝43T，N2＝43T。對于絕緣變換器變壓器PIT的耦合系數k，設置k＝0.81。
選擇初級側并聯諧振電容器Cr＝6800pF，次級側并聯諧振電容器C2＝0.01μF。因此，設置了初級側并聯諧振電路的諧振頻率fo1＝175kHz，次級側并聯諧振電路的諧振頻率fo2＝164kHz。
次級側直流輸出電壓Eo的額定電平是135V。電源電路所處理的負載功率在最大負載功率Pomax＝200W到最小負載功率Pomin＝0W的范圍內。
圖13A和圖13B是基于開關器件Q1的開關周期，示出了圖12所示的電源電路中的主要部件的操作的波形圖。圖13A示出了在最大負載功率Pomax＝200W處的開關電壓V1、開關電流IQ1、初級繞組電流I1、次級繞組電壓V2、次級繞組電流I2以及次級側整流電流ID1。圖13B示出了在最小負載功率Pomin＝0W處的開關電壓V1、開關電流IQ1、初級繞組電流I1、次級繞組電壓V2、次級繞組電流I2以及次級側整流電流ID1。
開關電壓V1是在開關器件Q1兩端獲得的電壓。在開關器件Q1導通的時段TON中，電壓V1處于零電平，并且在開關器件Q1關斷的時段TOFF中，形成具有正弦波形的諧振脈沖。電壓V1的諧振脈沖波形指示出初級側開關變換器的操作是電壓諧振型操作。
開關電流IQ1流過開關器件Q1(和體二極管DD)。在時段TOFF中，開關電流IQ1處于零水平。在時段TON中，開關電流IQ1在前向方向上流過體二極管DD，并從而在導通時是負極性的，之后，開關電流IQ1被反相，流過開關器件Q1的漏極和源極，并增大，直到關斷時刻。因此，開關電流IQ1在關斷時刻具有峰值水平。
流過初級繞組N1的初級繞組電流I1是通過將在時段TON中作為開關電流IQ1流動的電流分量與在時段TOFF中流過初級側并聯諧振電容器Cr的電流相組合而得到的。初級繞組電流I1具有如同所示的波形。
對于次級側整流電路的操作，在最大負載功率Pomax＝200W處，流過整流二極管Do1的整流電流ID1具有在導通整流二極管Do1的時刻具有峰值水平，此后根據圖13A所示的波形，降低到零水平。在整流二極管Do1的關斷時段期間，整流電流ID1處于零水平。順便提及，在最小負載功率Pomin＝0W處，即使在導通時段期間，整流電流ID1也處于零水平。
該情況中的次級繞組電壓V2被獲得在次級繞組N2與次級側并聯諧振電容器C2的并聯電路中。在次級側整流二極管Do1傳導的導通時段期間，次級繞組電壓V2被箝位在次級側直流輸出電壓Eo。在次級側整流二極管Do1的關斷時段期間，次級繞組電壓V2在負極性的方向上形成正弦波形。流過次級繞組N2的次級繞組電流I2是通過將整流電流ID1與流過次級側并聯諧振電路(N2(L2)//C2)的電流組合得到的。次級繞組電流I2例如以如圖13A和13B所示的波形流動。
圖14示出了在圖12所示的電源電路中，相對于負載變化的開關頻率fs、開關器件Q1的導通時段TON和關斷時段TOFF以及AC到DC電源變換效率(ηAC→DC)。
在負載功率Po＝100W到200W的范圍內，AC到DC電源變換效率(ηAC→DC)為90％或更高。已經知道單端系統提供了良好的電源變換效率，具體地說，在單端系統中，電壓諧振變換器具有一個開關器件Q1。
圖14所示的開關頻率fs、導通時段TON和關斷時段TOFF將開關操作表示為圖12的電源電路中相對于負載變化的恒壓控制特性。在該情況中，開關頻率fs被控制為隨著負載變小而升高。對于導通時段TON和關斷時段TOFF，關斷時段TOFF基本恒定，而不管負載如何變化，而導通時段TON隨著負載變小而縮短。即，圖12所示的電源電路以這樣的方式可變地控制開關頻率使得例如隨著負載變小減小導通時段TON，而保持關斷時段TOFF恒定。
通過這樣可變地控制開關頻率，改變了通過提供初級側并聯諧振電路和次級側并聯諧振電路而得到的感應阻抗。通過改變感應阻抗，從初級側傳遞到次級側的功率量以及從次級側并聯諧振電路傳遞到負載的功率量被改變，使得次級側直流輸出電壓Eo被改變。從而，穩定了次級側直流輸出電壓Eo。
圖15通過開關頻率fs(kHz)與次級側直流輸出電壓Eo之間的關系，示意性地示出了圖12所示的電源電路的恒壓控制特性。
令fo1是初級側并聯諧振電路的諧振頻率，fo2是次級側并聯諧振電路的諧振頻率，在圖12所示的電源電路中，次級側并聯諧振頻率fo2低于初級側并聯諧振頻率fo1，如上所述。
對于在恒定交變輸入電壓VAC的條件下相對于開關頻率fs的恒壓控制特性，如圖15所示，特性曲線A和B分別代表在與初級側并聯諧振電路的諧振頻率fo1相對應的諧振阻抗下，在最大負載功率Pomax和最小負載功率Pomin處的恒壓控制特性，特性曲線C和D分別代表在與次級側并聯諧振電路的諧振頻率fo2相對應的諧振阻抗下，在最大負載功率Pomax和最小負載功率Pomin處的恒壓控制特性。
此外，當如圖12的電路中那樣提供了初級側并聯諧振電路和次級側并聯諧振電路時，在諧振頻率fo1與fo2之間存在中間諧振頻率fo。特性曲線E代表在最大負載功率Pomax處，基于中間諧振頻率fo與開關頻率fs之間關系的諧振阻抗特性。特性曲線F代表在最小負載功率Pomin處，基于中間諧振頻率fo與開關頻率fs之間關系的諧振阻抗特性。
利用具有次級側并聯諧振電路的電壓諧振變換器，通過與開關頻率fs相關聯的中間諧振頻率fo的諧振阻抗特性，確定次級側直流輸出電壓Eo的電平。圖12所示的電壓諧振變換器采用所謂的下側控制(lower sidecontrol)系統，其中開關頻率fs在低于中間諧振頻率fo的頻率范圍內被可變地控制。
開關頻率fs的可變范圍(必要控制范圍)是由Δfs指示的部分，該范圍是在被表示為圖15中與中間諧振頻率fo相對應的特性曲線E和F的特性下，通過與下側控制相對應的開關頻率控制，獲得將次級側直流輸出電壓Eo的額定電平(在圖12的電路的情況中是135V)作為目標值的恒定電壓所需的范圍。換句話說，通過在與由Δfs指示的部分相對應的頻率范圍內，根據負載變化將開關頻率改變為需要的值，次級側直流輸出電壓Eo被控制在額定電平tg處。
對于更詳細的情況，參見日本專利申請早期公開No.2000-152617。

發明內容
隨著各種電子裝置的多樣化，需要所謂的寬范圍(wide range)能力，來使得電源電路能夠應對AC 100V系統和AC 200V系統中的每一種的商用交流電源輸入而工作。
如上所述，具有圖12所示配置的電源電路工作，以通過開關頻率控制來穩定次級側直流輸出電壓Eo，并且穩定次級側直流輸出電壓Eo所需的開關頻率fs的可變范圍(必要控制范圍)由參考圖15所描述的Δfs指示。
圖12所示的電源電路應對200W到0W的相對寬的范圍內的負載變化。滿足該負載條件的圖12的電源電路的實際必要控制范圍為Δfs＝96.7kHz，這是一個相對寬的范圍，其中fs＝117.6kHz到208.3kHz。
當然，通過交變輸入電壓VAC電平的改變，次級側直流輸出電壓Eo的電平改變。即，隨著交變輸入電壓VAC增大或減小，次級側直流輸出電壓Eo的電平類似地增大或減小。
因此可以說，次級側直流輸出電壓Eo的電平例如在應對從AC 100V系統到AC 200V系統的寬范圍內的交變輸入電壓的變化時，比應對只是AC 100V系統或只是AC 200V系統的單范圍內的交變輸入電壓的變化時，改變得更大。應對次級側直流輸出電壓Eo電平這種擴大的變化來執行恒壓控制操作需要這樣的更寬的必要控制范圍該必要控制范圍是通過將上述117.6kHz到208.3kHz的范圍在更高頻率方向上擴大而得到的。
但是，目前用于驅動開關器件由IC(振蕩和驅動電路2)所處理的驅動頻率的上限是約200kHz。另外，即使開發了能夠以上述的高頻率驅動開關器件的IC，開關器件的高頻驅動也顯著降低了電源變換效率，從而使得實際上不能將電源電路投入實際應用。
因此可以理解，例如通過圖12所示的電源電路的配置，很難實現寬范圍能力。
因為這種情況，所以當包括諧振變換器的開關電源電路實現有寬范圍能力的操作時，開關電源電路例如采用這樣的配置其用于根據AC 100V系統/200V系統的商用交流電源輸入，將初級側開關變換器的配置切換到半橋/全橋配置?；蛘撸瑢蛔冚斎腚妷篤AC進行整流的整流電路的操作根據AC 100V系統/200V系統的商用交流電源輸入，被切換到全波整流/倍壓器整流。
但是，當在用于AC 100V系統和AC 200V系統的電路配置之間執行切換時，出現以下問題。
例如，對于這種根據商用交流電源的電平的切換，設置了對于輸入電壓的閾值(例如150V)。當輸入電壓超過該閾值時，執行到AC 200V系統的電路切換，并且當輸入電壓不超過該閾值時，執行到AC 100V系統的切換。但是，當僅執行這種簡單切換時，可能在AC 200V系統的輸入期間，例如響應于由于瞬時電力中斷等而引起的交變輸入電壓的暫時降低，而執行了到AC 100V系統的切換。具體地說，以切換整流操作的配置為例，存在這樣的可能AC 200V系統的輸入被判斷為是AC 100V系統的，從而執行了到倍壓器整流電路的切換，使得開關器件等超過其耐受電壓，從而擊穿。
因此，為了防止上述錯誤操作，實際的電路不僅檢測主開關變換器的直流輸入電壓，還檢測備用電源側的變換器電路的直流輸入電壓。
但是，這樣檢測備用電源側的變換器電路的直流輸入電壓意味著例如并入了用于將輸入電壓與參考電壓進行比較的比較器IC。這增大了部件數量，從而使得電路制造成本和電路板尺寸增大。
另外，為了防止錯誤操作而這樣檢測備用電源側的變換器的直流輸入電壓意味著適應寬范圍的電源電路只能被實際應用在除了主電源之外還有備用電源的電子設備中。即，其中可以安裝該電源電路的電子設備被限于具有備用電源的那些類型，從而相應地縮小了電源電路的應用范圍。
在半橋配置與全橋配置之間進行切換的配置需要至少四個用于全橋配置的開關器件。即，雖然當不必進行切換時只需要用于半橋配置的兩個開關器件，但是在該情況中也需要添加兩個另外的開關器件。
對整流操作進行切換的配置需要兩個平滑電容器Ci來獲得倍壓器整流操作。即，與僅執行全波整流操作的配置相比，還需要添加一個平滑電容器Ci。
在這些方面中，上述的涉及電路切換的適應寬范圍的配置增加了制造成本和電源電路板的尺寸。具體地說，對于形成電源電路的部件，對整流操作進行切換的配置中的平滑電容器Ci等屬于大部件，從而進一步增大了板尺寸。
上述的寬的開關頻率控制范圍的另一個問題是在穩定次級側直流輸出電壓Eo時的快速響應特性的劣化。
現今的一些電子設備尤其涉及被稱為所謂的開關負載的負載條件，其中例如根據各種驅動部件的開/關操作，負載功率在最大負載和無負載之間瞬時改變。電源電路需要響應于在寬范圍上如此快速變化的負載功率，對次級側直流輸出電壓執行恒壓控制。
但是，利用上述寬的開關頻率控制范圍，需要相應的長的時間來改變應對在最大值和最小值之間改變的負載的恒壓控制所需的開關頻率。即，恒壓控制響應慢。
圖12所述的電源電路具有初級側電壓諧振變換器。具有這種配置的電源電路在電源變換效率方面是有利的，如上所述。考慮到目前的能量情況和環境情況，電子設備例如希望具有更高的電源變換效率。因此，希望進一步改善被包括在電子設備中的電源電路自身的電源變換效率。
因此，鑒于上述問題，如下形成了根據本發明一個實施例的開關電源電路。
該開關電源電路包括整流和平滑裝置，用于通過對交變輸入電壓進行整流和平滑，獲得直流輸入電壓；開關裝置，其利用被提供了直流輸入電壓的開關器件形成，并執行開關操作；以及開關驅動裝置，用于對開關器件進行開關驅動。
該開關電源電路還包括通過至少纏繞初級繞組和次級繞組而形成的絕緣變換器變壓器，其中所述初級繞組被提供了通過開關裝置的開關操作而得到的開關輸出，在所述次級繞組中，由初級繞組中獲得的開關輸出感應出交變電壓。
該開關電源電路還包括至少由絕緣變換器變壓器的初級繞組的漏電感分量和初級側并聯諧振電容器的電容形成的初級側并聯諧振電路，初級側并聯諧振電路將開關裝置的操作轉換為電壓諧振型操作。
該開關電源電路還包括由絕緣變換器變壓器的次級繞組的漏電感分量和與次級繞組并聯連接的次級側并聯諧振電容器的電容形成的次級側并聯諧振電路。
該開關電源電路還包括次級側直流輸出電壓生成裝置，用于通過對在絕緣變換器變壓器的次級繞組中所感應的并被輸入到次級側直流輸出電壓生成裝置的交變電壓執行整流操作，并通過次級側平滑電容器使得自整流操作的整流輸出平滑，來生成次級側直流輸出電壓；以及恒壓控制裝置，用于通過根據次級側直流輸出電壓的電平控制開關驅動裝置以改變開關裝置的開關頻率，來對次級側直流輸出電壓執行恒壓控制。
用于絕緣變換器變壓器的初級側與次級側之間的弱耦合的耦合系數被設置為使得利用初級側并聯諧振電路和次級側并聯諧振電路形成的電磁耦合型諧振電路具有單峰特性，作為響應于具有開關頻率的頻率信號輸入的輸出特性。另外，初級側并聯諧振電路的諧振頻率和次級側并聯諧振電路的諧振頻率被設置為使得至少在預定負載條件下，獲得一定水平或者更高的電源變換效率。
這樣形成的電源電路采用了在次級側上具有次級側并聯諧振電路的電壓諧振變換器的基礎配置。即，該電源電路在初級側和次級側的每一個上都具有并聯諧振電路。從而，通過絕緣變換器變壓器的電磁耦合，形成了耦合型諧振電路。然后，通過將絕緣變換器變壓器設置到在預定耦合系數處的弱耦合狀態，可以獲得陡峭的單峰特性作為響應于作為到耦合型諧振電路的輸入的具有開關頻率的頻率信號(開關輸出)的輸出特性。結果，減小了穩定次級側直流輸出電壓所需的開關頻率的可變控制范圍(必要控制范圍)。
另外，初級側并聯諧振電路的諧振頻率和次級側并聯諧振電路的諧振頻率被設置為使得在預定負載條件下，獲得一定水平或者更高的電源變換效率特性。
因此，本發明減小了可變控制范圍，即，減小了對具有次級側并聯諧振電路的電壓諧振變換器的恒壓控制所需的開關頻率的必要控制范圍。
從而，可以僅通過開關頻率控制就容易地實現電壓諧振開關變換器的寬范圍能力。
至于用于實現這種寬范圍能力的基礎配置，足以在具有次級側并聯諧振電路的電壓變換器的絕緣變換器變壓器中獲得所需的耦合系數。因此可以說，實現了寬范圍能力，而沒有例如因為部件數量增加而增加成本、電路尺寸、重量等。
此外，根據本發明，初級側并聯諧振電路的諧振頻率和次級側并聯諧振電路的諧振頻率被設置為使得在預定負載功率的負載條件下，獲得一定水平或者更高的電源變換效率。電壓諧振變換器固有地具有高電源變換效率的特性。本發明可以提供這樣的電源電路作為包括電壓諧振變換器的電源電路，其具有較好的電源變換效率特性。


圖1是示出了根據本發明第一實施例的電源電路的配置示例的電路圖；圖2是示出了根據該實施例的電源電路中所配備的絕緣變換器變壓器的結構示例的示圖；
圖3A和圖3B是基于開關周期，示出了根據第一實施例的電源電路的主要部件的操作的波形圖；圖4是示出了在根據第一實施例的電源電路中，AC到DC電源變換效率、開關頻率以及開關器件的導通時段相對于負載變化的變化特性的示圖；圖5是示出了在根據第一實施例的電源電路中，AC到DC電源變換效率、開關頻率以及開關器件的導通時段和關斷時段相對于交變輸入電壓變化的變化特性的示圖；圖6是示出了根據該實施例的電源電路的恒壓控制特性的示圖；圖7是示出了作為根據該實施例的電源電路的恒壓控制操作，根據交變輸入電壓和負載變化的開關頻率控制范圍(必要控制范圍)的示圖；圖8是示出了根據本發明第二實施例的電源電路的配置示例的電路圖；圖9是示出了根據本發明第三實施例的電源電路的配置示例的電路圖；圖10是示出了根據本發明第四實施例的電源電路的配置示例的電路圖；圖11是示出了根據本發明第五實施例的電源電路的配置示例的電路圖；圖12是示出了根據傳統示例的電源電路的配置示例的電路圖；圖13A和13B是圖12所示的電源電路的主要部件的操作的波形圖；圖14是示出了在圖12所示的電源電路中，AC到DC電源變換效率、開關頻率以及開關器件的導通時段和關斷時段相對于負載變化的變化特性的示圖；以及圖15是概念性地示出了傳統電源電路的恒壓控制特性的示圖。
具體實施例方式
圖1的電路圖示出了根據作為實施本發明的最佳方式(實施例)的第一實施例的電源電路的配置示例。該圖中所示的電源電路采用利用單端系統的電壓諧振開關變換器的基礎配置。
在該圖所示的開關電源電路中，一組共模扼流圈CMC和兩個跨電容器CL插入在商用交流電源AC的線路中，如圖所示。共模扼流圈CMC和跨電容器CL與CL形成了噪聲濾波器，用于消除疊加在商用交流電源AC的線路上的共模噪聲。
交變輸入電壓VAC被橋式整流電路Di整流。平滑電容器Ci被橋式整流電路Di的整流輸出充電。從而，作為平滑電容器Ci兩端的電壓，獲得了經整流和平滑的電壓Ei。經整流和平滑的電壓Ei是對于后級中的開關變換器的直流輸入電壓。
在圖1中，被提供了作為直流輸入電壓的經整流和平滑的電壓Ei并執行開關操作的開關變換器例如被形成為具有一個開關器件Q1的單端系統的電壓諧振變換器。在該情況中，選擇高耐受電壓的MOS-FET作為開關器件Q1。在該情況中，用于驅動電壓諧振變換器的系統是外激系統，其中開關器件被振蕩和驅動電路2開關驅動。
從振蕩和驅動電路2輸出的開關驅動信號(電壓)被施加到開關器件Q1的柵極。
開關器件Q1的漏極連接到后面將描述的絕緣變換器變壓器PIT的初級繞組N1的纏繞起始端部分。初級繞組N1的纏繞終止端部分連接到平滑電容器Ci的正電極端子。從而，在該情況中，直流輸入電壓(Ei)經由初級繞組N1的串聯連接，被提供給開關器件Q1。開關器件Q1的源極連接到初級側地。
由于在該情況中，MOS-FET被選擇作為開關器件Q1，因此在開關器件Q1中包含有體二極管DD，其與開關器件Q1的漏極和源極并聯連接，如圖1所示。體二極管DD的陽極連接到開關器件Q1的源極，陰極連接到開關器件Q1的漏極。體二極管DD形成了用于使相反方向的開關電流通過的路徑，該電流是通過開關器件Q1的導通/關斷操作(開關操作)而生成的。
初級側并聯諧振電容器Cr與開關器件Q1的漏極和源極并聯連接。
初級側并聯諧振電容器Cr的電容與絕緣變換器變壓器PIT的初級繞組N1的漏電感L1形成了用于流過開關器件Q1的開關電流的初級側并聯諧振電路(電壓諧振電路)。該初級側并聯諧振電路執行諧振操作，從而獲得了電壓諧振型操作，作為開關器件Q1的開關操作。因此，在開關器件Q1的關斷時段期間，獲得了正弦諧振脈沖波形作為開關器件Q1兩端的開關電壓(漏極到源極電壓)V1。
振蕩和驅動電路2包括例如通過外激系統來驅動開關器件Q1的振蕩電路。振蕩和驅動電路2基于得自振蕩電路的振蕩信號，生成驅動信號作為用于對MOS-FET進行開關驅動的柵極電壓，并將驅動信號施加到開關器件Q1的柵極。從而，開關器件Q1根據與驅動信號的周期相對應的開關頻率，執行連續的導通/關斷操作。即，開關器件Q1執行開關操作。
絕緣變換器變壓器PIT將初級側開關變換器的開關輸出傳遞到次級側，其中初級側和次級側相對于直流彼此絕緣。
圖2是示出了圖1的電源電路中所配備的絕緣變換器變壓器PIT的結構示例的截面圖。
如圖2所示，絕緣變換器變壓器PIT具有EE型磁芯(EE形磁芯)，該EE型磁芯是通過以如下方式將鐵氧體材料的E形磁芯CR1和CR2彼此組合而形成的磁芯CR1的磁芯柱與磁芯CR2的磁芯柱相對。
絕緣變換器變壓器PIT還具有線軸B，線軸B例如由樹脂形成，并具有彼此分開使得彼此獨立的初級側纏繞部分和次級側纏繞部分。初級繞組N1纏繞在線軸B的一個纏繞部分上。次級繞組N2纏繞在線軸B的另一個纏繞部分上。這樣纏繞了初級側繞組和次級側繞組的線軸B被附接到上述EE型磁芯(CR1和CR2)。從而，初級側繞組和次級側繞組在各自不同的纏繞區域中圍繞EE型磁芯的中心磁芯柱纏繞。這樣，獲得了絕緣變換器變壓器PIT的整體結構。
另外，在如圖所示的EE型磁芯的中心磁芯柱中，形成有例如間隙長度約2mm或更大的間隙G。從而，獲得了例如耦合系數k≈約0.7或更低的弱耦合狀態。即，獲得了比圖12所示的現有技術電源電路的絕緣變換器變壓器PIT更弱耦合的狀態。順便提及，可以通過使得E型磁芯CR1和CR2的中心磁芯柱短于E型磁芯CR1和CR2的兩個外磁芯柱，來形成間隙G。
如上所述，絕緣變換器變壓器PIT的初級繞組N1的一端連接到開關器件Q1的漏極。從而，開關器件Q1的開關輸出被傳遞到初級繞組N1，使得在初級繞組N1中出現交變電壓。
由初級繞組N1引起的交變電壓出現在絕緣變換器變壓器PIT的次級側上。
次級側并聯諧振電容器C2與次級繞組N2并聯連接。從而，次級繞組N2的漏電感L2與次級側并聯諧振電容器C2的電容形成了次級側并聯諧振電路。該次級側并聯諧振電路根據后面將描述的次級側整流電路的整流操作，執行諧振操作。即，在初級側和次級側上都實現了電壓諧振操作。
該情況中的次級側整流電路通過如下方式被形成為半波整流電路將一個整流二極管Do1和一個平滑電容器Co連接到如上所述的與次級側并聯諧振電容器C2并聯連接的次級繞組N2。至于該半波整流電路的連接模式，次級繞組N2的纏繞終止端部分一側與整流二極管Do1的陽極連接。整流二極管Do1的陰極連接到平滑電容器Co的正電極端子。次級繞組N2的纏繞開始端部分和平滑電容器Co的負電極端子連接到次級側地。順便提及，由于整流二極管Do1以與開關頻率相對應的相對高的頻率執行導通/關斷操作，所以選擇快型(快恢復型)二極管作為該整流二極管Do1。
在如此形成的半波整流電路中，在次級繞組N2的纏繞終止端部分一側上次級繞組電壓V2為正極性的半波時段中，整流二極管Do1導通，以使整流電流通過，并用整流電流對平滑電容器Co充電。從而，作為平滑電容器Co兩端的電壓，獲得了這樣的次級側直流輸出電壓Eo其電平對應于次級繞組N2中所感應的交變電壓電平的一倍。
次級側直流輸出電壓Eo被提供給負載。次級側直流輸出電壓Eo還被分路，以輸出為到控制電路1的檢測電壓。
控制電路1根據被輸入到控制電路1的次級側直流輸出電壓Eo的電平變化，向振蕩和驅動電路2提供檢測輸出。振蕩和驅動電路2根據被輸入到振蕩和驅動電路2的控制電路1的檢測輸出，驅動開關器件Q1，同時改變開關頻率。改變開關頻率的操作是可變地控制開關器件Q1的時段TON，而固定開關器件Q1的時段TOFF。該操作是對于次級側直流輸出電壓的恒壓控制操作。
通過可變地控制開關器件Q1的開關頻率，電源電路中的初級側和次級側的諧振阻抗被改變，使得從絕緣變換器變壓器PIT的初級繞組N1傳遞到次級繞組N2的功率量以及從次級側整流電流提供到負載的功率量被改變。次級側直流輸出電壓Eo的電平從而被控制，使得消除了次級側直流輸出電壓Eo電平的變化。即，次級側直流輸出電壓Eo被穩定。
通過進行如下設置來形成實際的具有圖1所示電路配置的電源電路的實際主要部件。
對于絕緣變換器變壓器PIT，選擇EER-35磁芯，并且間隙G被設置為2.2mm的間隙長度。對于初級繞組N1和次級繞組N2的各自的匝數，選擇N1＝63T，N2＝25T。次級繞組N2每匝感應的電壓為5.4V/T。從而，k＝0.685被設置為絕緣變換器變壓器PIT的耦合系數k。
選擇Cr＝4300pF作為初級側并聯諧振電容器Cr的電容。通過初級側并聯諧振電容器Cr的這種電容設置，以及由絕緣變換器變壓器PIT的結構得到的初級繞組N1的漏電感L1，設置了初級側并聯諧振電路的諧振頻率fo1＝166.0kHz。選擇C2＝0.047μF作為次級側并聯諧振電容器C2的電容。通過次級側并聯諧振電容器C2的這種電容設置，以及由絕緣變換器變壓器PIT的結構得到的次級繞組N2的漏電感L2，設置了次級側并聯諧振電路的諧振頻率fo2＝109.0kHz。可以相對地說，存在關系fo1≈1.5×fo2。
對于電源電路所處理的負載功率，最大負載功率Pomax＝200W，最小負載功率Pomin＝0W(無負載)。次級側直流輸出電壓Eo的額定電平是135V。
圖3A和圖3B的波形圖示出了基于開關器件Q1的開關周期，如此形成的圖1的電源電路中的主要部件的操作。圖3A示出了在最大負載功率Pomax＝200W處的開關電壓V1、開關電流IQ1、初級繞組電流I1、次級繞組電壓V2、次級繞組電流I2和次級側整流電流ID1。圖3B示出了在最小負載功率Pomin＝0W處的開關電壓V1、開關電流IQ1、初級繞組電流I1、次級繞組電壓V2、次級繞組電流I2和次級側整流電流ID1。
開關電壓V1是開關器件Q1的漏極到源極電壓。開關電流IQ1是從漏極側流到開關器件Q1(和體二極管DD)的電流。開關電壓V1和開關電流IQ1指示開關器件Q1的導通/關斷時刻。一個開關周期被分為其中開關器件Q1被導通的時段TON和其中開關器件Q1被關斷的時段TOFF。開關電壓V1在時段TON中處于零電平，在時段TOFF中形成諧振脈沖。因為初級側開關變換器的操作是電壓諧振型操作，所以開關電壓V1的諧振脈沖被獲得為正弦諧振波形。
開關電流IQ1在時段TOFF中處于零電平。在到達時段TOFF結束并且時段TON開始時的導通時刻時，開關電流IQ1首先通過流過體二極管DD而形成負極性的波形。開關電流IQ1然后被反相，通過從漏極流到源極而形成正極性的波形。開關電流IQ1的這樣的波形指示出適當地執行了ZVS。
初級繞組電流I1是流過初級繞組N1的電流，并且是流過開關器件Q1的電流分量與流過初級側并聯諧振電容器Cr的電流的組合。在時段TOFF中，初級繞組電流I1的波形對應于流過初級側并聯諧振電容器Cr的電流的波形。
在次級繞組電壓V2為正極性并且處于特定電平或者更高的每個半周期時段中，隨著在次級繞組N2中感應了交變電壓，整流二極管Do1傳導，以使整流電流ID1通過。相應地，在次級繞組N2中所感應的電壓使得整流二極管Do1傳導的時段期間，次級繞組電壓V2被箝位在次級側直流輸出電壓Eo，作為電平等于或高于次級側直流輸出電壓Eo的電壓。在整流二極管Do1不傳導的時段中，次級繞組電壓V2形成電平不高于次級側直流輸出電壓Eo的正弦包絡。次級繞組電流I2是通過將整流電流ID1與流過次級側并聯諧振電容器C2的電流組合得到的。順便提及，在最小負載功率Pomin＝0W處，即使在整流二極管Do1的傳導時段中，整流電流ID1也處于零水平。
考慮上述各個部件的操作，如圖3A所示的在最大負載功率Pomax＝200W處的波形與如圖3B所示的在最小負載功率Pomin＝0W處的波形的比較示出初級側開關變換器的操作縮短了一個開關周期(TOFF+TON)的時段長度，即，向無負載的轉變，增大了開關頻率fs。這指示出獲得了根據負載變化而改變開關頻率fs的開關頻率控制操作，作為穩定化操作。還知道在改變開關頻率時，時段TON被改變，而時段TOFF固定。
作為對圖1所示的電源電路的實驗結果，圖4示出了在交變輸入電壓VAC＝100V處，AC到DC電源變換效率(ηAC→DC)、開關頻率fs以及時段TON的時間長度相對于負載變化的變化特性。圖5示出了在最大負載功率Pomax＝200W處，AC到DC電源變換效率(ηAC→DC)、開關頻率fs以及時段TON/TOFF的時間長度相對于負載變化的變化特性。
根據這些圖形，開關頻率fs被改變，以使得隨著負載變小而增大，如上所述。同樣，開關頻率fs被改變，以使得隨著交變輸入電壓VAC上升而增大。這指示出恒壓控制操作控制開關頻率fs，使得隨著次級側直流輸出電壓Eo隨負載變小以及隨交變輸入電壓升高而升高，增大開關頻率fs。時段TON的時間長度隨負載變小而縮短，并隨交變輸入電壓升高而縮短。另一方面，時段TOFF固定，而不管交變輸入電壓如何變化。雖然未示出，但是不管負載如何變化，時段TOFF也是固定的。這指示出這樣的操作通過根據負載變化，改變時段TON來改變開關頻率，而時段TOFF固定。
作為開關頻率fs的具體值，在交變輸入電壓VAC＝100V處，在最大負載功率Pomax＝200W到最小負載功率Pomin＝0W的范圍內，fs＝112.4kHz到149.3kHz，Δfs＝36.9kHz。與開關頻率fs的這樣的變化相對應的時段TON和TOFF為TON＝6.2μs到4.1μs，TOFF＝2.7μs(固定)。
在交變輸入電壓VAC＝230V處，在最大負載功率Pomax＝200W到最小負載功率Pomin＝0W的范圍內，fs＝155kHz到190.3kHz，Δfs＝35.3kHz。與開關頻率fs的這樣的變化相對應的時段TON和TOFF為TON＝3.75μs到2.55μs，TOFF＝2.7μs(固定)。
AC到DC電源變換效率(ηAC→DC)隨負載變大而提高，并隨交變輸入電壓VAC降低而升高。
在最大負載功率Pomax＝200W處，作為AC到DC電源變換效率(ηAC→DC)，獲得了在交變輸入電壓VAC＝100V處的ηAC→DC＝93.5％以及在交變輸入電壓VAC＝230V處的ηAC→DC＝90.5％的實驗結果。
上述圖1的電源電路的開關頻率fs的特性將首先與圖12的電源電路的開關頻率fs的特性相比較。
在圖12的電源電路中，在交變輸入電壓VAC＝100V處，在最大負載功率Pomax＝200W到最小負載功率Pomin＝0W的變化范圍內，fs＝117.6kHz到208.3kHz，Δfs＝96.7kHz。
另一方面，在交變輸入電壓VAC＝100V處，在最大負載功率Pomax＝200W到最小負載功率Pomin＝0W的變化范圍內，fs＝112.4kHz到149.3kHz，Δfs＝36.9kHz?？梢岳斫?，必要控制范圍相比于圖12的電源電路的特性被大大減小。此外，在圖1的電源電路中，在交變輸入電壓VAC＝230V處，在最大負載功率Pomax＝200W到最小負載功率Pomin＝0W的變化范圍內，fs＝155kHz到190.3kHz，Δfs＝35.3kHz。同樣在該情況中，必要控制范圍相比于圖12的電源電路的特性被大大減小。
圖1的電源電路的這種開關頻率fs特性指示出實現了所謂的寬范圍能力，其使得在最大負載功率Pomax＝200W到最小負載功率Pomin＝0W的所處理的負載功率條件下，在處理AC 100V系統到AC 200V系統(例如，VAC＝85V到264V)的范圍內的商用交流電源的輸入時，能夠穩定化。
圖1所示的電源電路采用具有次級側并聯諧振電路的電壓諧振變換器的基礎配置。即，可以說圖1所示的電源電路通過絕緣變換器變壓器PIT的電磁感應，在初級側和次級側上具有各自的并聯諧振電路。如從初級側并聯諧振電路與次級側并聯諧振電路之間的關系看到的，這樣的配置可以被認為等同于通過電磁耦合形成的耦合型諧振電路，該電路被提供了與開關頻率fs相對應的開關信號。
在包括這樣的電磁耦合型諧振電路的圖1的電源電路中，根據絕緣變換器變壓器PIT的耦合程度(耦合系數k)，次級側直流輸出電壓Eo的恒壓控制特性不同。這將參考圖6來描述。
圖6示出了上述電磁耦合型諧振電路響應于輸入(開關頻率信號)的輸出特性。即，圖6通過次級側直流輸出電壓Eo相對于開關頻率fs的關系，表示了次級側直流輸出電壓Eo的控制特性。在該圖中，橫軸表示開關頻率，縱軸表示次級側直流輸出電壓Eo的電平。
如參考圖1所描述的，在第一實施例中，初級側并聯諧振電路的諧振頻率fo1被設置為次級側并聯諧振電路的諧振頻率fo2的約1.5倍。因此，諧振頻率fo1高于諧振頻率fo2。諧振頻率fo1和fo2彼此相應地示出在圖6中指示開關頻率的橫軸上。同樣在圖6中，與諧振頻率fo1和fo2之間的關系相對應地，諧振頻率fo1被示出為高于諧振頻率fo2。
假設作為絕緣變換器變壓器PIT的耦合程度，設置了在耦合系數k＝1處的強耦合狀態。于是，在該情況中，初級繞組N1的漏電感L1與次級繞組N2的漏電感L2都為零。
從而，絕緣變換器變壓器PIT的初級側與次級側之間的強耦合狀態下的恒壓控制特性是所謂的雙峰特性，其中，次級側直流輸出電壓Eo在與初級側并聯諧振電路的諧振頻率fo1和次級側并聯諧振電路的諧振頻率fo2不同的頻率f1和f2處達到峰值，如圖6中的特性曲線1所示。
頻率f1表示為等式1f1=fo/1+k]]>頻率f2表示為等式2f2=fo/1-k]]>上述等式1和等式2中的項fo是在初級側并聯諧振電路的諧振頻率fo1與次級側并聯諧振電路的諧振頻率fo2之間的中間諧振頻率。頻率fo是通過初級側阻抗和次級側阻抗以及初級側和次級側共同的阻抗(互耦合電感M)而確定的?；ヱ詈想姼蠱表示為。
等式3M=kL1×L2]]>當上述耦合系數k從k＝1逐漸減小，即，當從強耦合狀態逐漸增大弱耦合程度時，圖6所示的特性曲線1改變，使得雙峰趨勢逐漸弱化，并且特性曲線在中間諧振頻率fo附近變平坦。然后，當耦合系數k降低到某個耦合系數k時，出現所謂臨界耦合的狀態。在這種臨界耦合狀態中，如特性曲線2所表示的，雙峰特性趨勢消失，曲線形狀在中間諧振頻率fo附近變平坦。
當耦合系數k從臨界耦合狀態進一步降低到更弱耦合的狀態時，獲得了如圖6的特性曲線3所示的單峰特性，其中次級側直流輸出電壓Eo僅在中間頻率fo處達到峰值。特性曲線3與特性曲線1和2的比較指示出雖然特性曲線3自身的峰值水平低于特性曲線1和2的峰值水平，但是特性曲線3的二次函數曲線形狀具有比特性曲線1和2更陡的斜度。
在根據第一實施例的絕緣變換器變壓器PIT中，設置了在耦合系數k≈0.7或更低處的弱耦合狀態。當這樣設置耦合系數k時，執行了基于如特性曲線3所示的單峰特性的操作。
圖6所示的單峰特性與圖12所示的傳統電源電路的圖15所示的恒壓控制特性之間的實際比較指示出與圖6的單峰特性相比，圖15所示的特性的二次函數曲線具有相當緩和的斜度。
由于圖15所示的特性具有緩和的曲線，如上所述，所以即使在用于處理在交變輸入電壓VAC＝100V處的單范圍的條件下，用于對次級側直流輸出電壓Eo執行恒壓控制的開關頻率fs的必要控制范圍也例如是Δfs＝96.7kHz，其中fs＝117.6kHz到208.3kHz。因此，很難如上所述地僅通過根據開關頻率控制的恒壓控制來獲得寬范圍能力。
另一方面，第一實施例的恒壓控制特性是圖6的特性曲線3所示的單峰特性，從而第一實施例的恒壓控制操作如圖7所示。
圖7示出了根據圖1所示的第一實施例的電源電路的四條特性曲線，即，當交變輸入電壓VAC＝100V(AC 100V系統)的時候分別在最大負載功率Pomax時和最小負載功率Pomin時的特性曲線A和B，以及當交變輸入電壓VAC＝230V(AC 200V系統)的時候分別在最大負載功率Pomax時和最小負載功率Pomin時的特性曲線C和D。
如從圖7清楚看到的，Δfs1表示當交變輸入電壓VAC＝100V(對應于AC 100V系統的輸入)時，將次級側直流輸出電壓Eo恒定地保持在要求的額定電平tg處所需的開關頻率的可變控制范圍(必要控制范圍)。即，開關頻率的可變控制范圍(必要控制范圍)是從在特性曲線A中的電平tg處的開關頻率fs到特性曲線B中的電平tg處的開關頻率fs的頻率范圍。
另外，Δfs2表示當交變輸入電壓VAC＝230V(對應于AC 200V系統的輸入)時，將次級側直流輸出電壓Eo恒定地保持在要求的額定電平tg處所需的開關頻率的可變控制范圍(必要控制范圍)。即，開關頻率的可變控制范圍(必要控制范圍)是從在特性曲線C中的電平tg處的開關頻率fs到特性曲線D中的電平tg處的開關頻率fs的頻率范圍。
如上所述，作為第一實施例中的次級側直流輸出電壓Eo的控制特性的單峰特性的二次函數曲線具有比圖15所示的控制特性顯著更陡的斜度。
因此，當交變輸入電壓VAC＝100V和230V時的上述必要控制范圍Δfs1和Δfs2相比于圖15所示Δfs，被大大減小。
從而，從Δfs1中的最低開關頻率(在特性曲線A中的電平tg處的開關頻率fs)到Δfs2中的最高開關頻率(在特性曲線D中的電平tg處的開關頻率fs)的頻率可變范圍(ΔfsA)相應地被縮小。
為了進行證實，圖1的電源電路中實際測量的Δfs1、Δfs2和ΔfsA為Δfs1＝36.9kHz(＝149.3kHz-112.4kHz)Δfs2＝35.3kHz(＝190.3kHz-155kHz)ΔfsA＝77.9kHz(＝190.3kHz-112.4kHz)頻率可變范圍ΔfsA容易落入目前的開關驅動IC(振蕩和驅動電路2)所處理的開關頻率的可變范圍之內。即，圖1的電源電路可以實際地在頻率可變范圍ΔfsA內可變地控制開關頻率。
因此，圖1所示電源電路在處理AC 100V系統和AC 200V系統中任一種的商用交流電源輸入時，可以適當地穩定作為主直流電力的次級側直流輸出電壓Eo。即，圖1的電源電路僅通過開關頻率控制就實現了寬范圍的能力。
順便提及，電磁耦合型諧振電路已知是作為通信技術中用于擴大由晶體管形成的放大電路的放大帶寬的一種技術，例如中頻變換放大器。但是在該領域中，使用的是強耦合的雙峰特性或者臨界耦合的平坦特性，但是并沒有使用弱耦合的單峰特性?？梢哉f，在這種電磁耦合型諧振電路的技術中，在通信技術領域中還沒有被使用過的弱耦合的單峰特性在第一實施例中被有利地使用在諧振開關變換器的領域中。因此，如上所述，穩定次級側直流輸出電壓Eo所需的開關頻率的可變范圍(必要控制范圍)被減小，并且僅通過根據開關頻率控制的恒壓控制，就可以獲得寬范圍能力。
順便提及，一般來說，隨著絕緣變換器變壓器PIT的初級側與次級側之間的弱耦合的程度加大時，絕緣變換器變壓器PIT中的功率損耗(渦流損耗)趨于增大，電源變換效率相應地降低。但是，如后面將描述的，第一實施例提供了實際足夠的電源變換效率。這是因為在次級側上也形成了諧振電路(次級側并聯諧振電路)。
即，次級側并聯諧振電路使得可以將電力提供為次級側直流輸出電壓Eo，其包括通過次級側并聯諧振電路獲得的能量增加，從而補償了電源變換效率由于弱耦合造成的降低。
另外，在如上所述的AC 100V系統和AC 200V系統中每一種商用交流電源輸入的條件下，用于恒壓控制的開關頻率fs的必要控制范圍(Δfs)的實質減小，極大地改善了恒壓控制響應和控制靈敏度。
一些電子裝置執行這樣的操作以在最大負載狀態和無負載之間相對快速改變(切換)的方式來改變負載功率Po，這樣的負載變化被稱為所謂的開關負載。執行這樣的開關負載操作的設備例如包括作為個人計算機的外圍設備的打印機。
當例如具有如圖15所示的相對寬的必要控制范圍Δfs的電源電路被包括在執行這樣的開關負載操作的設備中時，開關頻率fs被控制為通過跟隨負載功率如上所述陡峭變化的相應大的變化量而被改變。因此，難以獲得快速恒壓控制響應。
另一方面，具體地說，由于第一實施例極大地減小了在每個單范圍的區域內的必要控制范圍Δfs，所以第一實施例可以通過快速地響應最大負載與無負載之間的負載功率Po的陡峭變化，來穩定次級側直流輸出電壓Eo。即，極大地改善了對開關負載的恒壓控制響應性能。
至于上面參考圖4和圖5描述的電源變換效率，圖1的電源電路在交變輸入電壓VAC＝100V且最大負載功率Pomax＝200W處的ηAC→DC＝93.5％。與例如作為圖12所示的傳統電源電路特性的在交變輸入電壓VAC＝100V且最大負載功率Pomax＝200W處的ηAC→DC＝92.3％相比，該特性顯示出1.2個百分點的提高。相應地，交流輸入功率降低了2.8W。
雖然如上所述地通過提供次級側并聯諧振電路來補償電源變換效率下降是獲得這樣的良好電源變換效率的一個因素，但是初級側并聯諧振電路和次級側并聯諧振電路的各自的諧振頻率fo1和fo2的設置是在第一實施例中獲得這樣的良好電源變換效率的主要因素。在如上所述的第一實施例的負載條件下的電源變換效率是通過調整諧振頻率fo1和fo2而最終得到的。即，在對諧振頻率fo1和fo2的各種設置進行實驗，并且如上所述地設置了fo1＝166.0kHz且fo2＝109.0kHz之后，最終獲得了該電源變換效率。第一實施例的諧振頻率fo1和fo2與傳統諧振頻率fo1和fo2的比較示出雖然圖12所示的電源電路的諧振頻率fo1和fo2是fo1＝175.0kHz，fo2＝164.0kHz，并從而具有類似的關系fo1＞fo2，但是各頻率的值和頻率之間的頻率差與第一實施例的不同。第一實施例的諧振頻率fo1和fo2的各自的頻率值相比于傳統fo1和fo2被減小了，并且第一實施例的諧振頻率fo1與fo2之間的頻率差被極大地增大了。
通過如上所述地設置諧振頻率fo1和fo2來改善電源變換效率的一個原因如下。如從圖3A中的開關電流IQ1與圖13A中的開關電流IQ1的比較可以理解，與第一實施例相對應的圖3A中的開關電流IQ1的波形在關斷時刻之前具有4Ap的峰值水平，其中在所述關斷時刻，開關器件Q1的時段TON結束并向時段TOFF轉換。當達到關斷時刻時，水平降低到3Ap。
這樣的開關電流IQ1的波形受到次級繞組電流I2的波形的影響。即，開關電流IQ的波形具有與流過次級側并聯諧振電路的電流相對應的波形分量。次級繞組電流I2的波形是通過與諧振頻率fo1相關聯地設置諧振頻率fo2而確定的。
因此，圖1所示的電源電路中的開關電流IQ1的波形是通過適當地設置初級側并聯諧振電路和次級側并聯諧振電路的各自的諧振頻率fo1和fo2而得到的。
圖3A所示的開關電流IQ1的波形指示出開關電流IQ1在關斷時的水平被抑制。當開關電流IQ1在關斷時的水平被抑制時，關斷時的開關損耗和傳導損耗被相應地降低。
在根據第一實施例的電源電路中，與如上所述的開關電流IQ1的波形中在關斷時從峰值水平的降低相應地，次級側整流電流ID1也具有如圖3A所示的在關斷時被抑制的水平。(順便提及，傳統電源電路中的開關電流IQ1在關斷時具有峰值水平，如圖13A所示。)從而整流二極管Do1的開關損耗和傳導損耗也被降低。
開關器件和整流元件中的開關損耗和傳導損耗的這種降低是在根據第一實施例的電源電路中獲得高的電源變換效率的一個主要因素。
圖8到圖11中示出了次級側整流電路的變化形式，作為根據本發明的電源電路的其他實施例。
圖8示出了根據本發明第二實施例的電源電路的配置。
順便提及，該圖中只示出了絕緣變換器變壓器PIT和次級側整流電路。絕緣變換器變壓器PIT和次級側整流電路之外的其他部分與圖1中相同，未在圖8中示出。在圖8中，與圖1相同的部分用相同的參考標號表示，并將省略對其的描述。對于后面將描述的圖9到圖11也是這樣。
同樣在圖8所示的電源電路中，通過將次級側并聯諧振電容器C2與次級繞組N2并聯連接，形成了次級側并聯諧振電路。另外，提供了橋式全波整流電路作為次級側整流電路。該橋式全波整流電路是通過將由四個整流二極管Do1、Do2、Do3和Do4形成的橋式整流電路連接到平滑電容器Co而形成的，如圖所示。
這樣形成的橋式全波整流電路在次級繞組N2中所感應的各半周期中，交替地執行其中整流二極管Do1和Do4傳導以對平滑電容器Co充電的操作和其中整流二極管Do2和Do3傳導以對平滑電容器Co充電的操作。從而，作為平滑電容器Co兩端的電壓，獲得了這樣的次級側直流輸出電壓Eo其電平對應于次級繞組N2中所感應的電壓的電平的一倍。
如下選擇根據第二實施例的電源電路的主要部件。順便提及，至于該電源電路所處理的負載功率，最大負載功率Pomax＝200W，最小負載功率Pomin＝0W(無負載)，并且次級側直流輸出電壓Eo的額定電平是135V，與圖1的電源電路中的一樣。
對于絕緣變換器變壓器PIT，選擇EER-35磁芯，并且間隙G被設置為2mm的間隙長度。對于初級繞組N1的匝數T，N1＝63T。對于次級繞組N2的匝數T，N2＝25T。次級繞組N2每匝感應的電壓為5.4V/T。從而，k＝0.685被設置為絕緣變換器變壓器PIT的耦合系數k。
選擇Cr＝3900pF作為初級側并聯諧振電容器Cr的電容。通過初級側并聯諧振電容器Cr的這種電容設置，以及由絕緣變換器變壓器PIT的結構得到的初級繞組N1的漏電感L1，初級側并聯諧振電路的諧振頻率fo1被設置為fo1＝174.3kHz。選擇C2＝0.047μF作為次級側并聯諧振電容器C2的電容。通過次級側并聯諧振電容器C2的這種電容設置，以及由絕緣變換器變壓器PIT的結構得到的次級繞組N2的漏電感L2，次級側并聯諧振電路的諧振頻率fo2被設置為fo2＝109.0kHz。
對如此形成的根據第二實施例的電源電路所進行的實驗顯示出對于主要部件的操作波形，獲得了基本與圖3A到圖3C的波形圖中相同的結果，并且在大負載處的開關電流IQ1具有在關斷時被抑制的峰值水平。但是，該情況中的次級側整流電路執行全波整流操作。因此，在次級繞組電壓V2的一種極性的半周期中，根據整流二極管Do1和Do4的整流操作，整流電流ID1流到平滑電容器Co，并且在次級繞組電壓V2的另一極性的半周期中，根據整流二極管Do2和Do3的操作，整流電流ID2流到平滑電容器Co。與這樣在雙波時段中流動的整流電流相應地，次級繞組電壓V2的正和負峰值電平都被箝位在次級側直流輸出電壓Eo的電平處。
至于表示恒壓控制特性的開關頻率fs和時段TON與TOFF的特性，得到的結果顯示出利用與AC 100V系統相對應的交變輸入電壓VAC＝100V的商用交流電源輸入，相對于從最大負載功率Pomax＝200W到最小負載功率Pomin＝0W的負載變化，fs＝100.0kHz到135.1kHz，Δfs＝35.1kHz，TON＝6.6μs到4.5μs，TOFF＝3.4μs到2.9μs。此外，所得到的結果顯示出利用與AC 200V系統相對應的交變輸入電壓VAC＝230V的商用交流電源輸入，相對于從最大負載功率Pomax＝200W到最小負載功率Pomin＝0W的負載變化，fs＝145kHz到179.1kHz，Δfs＝34.1kHz，TON＝3.6μs到2.1μs，TOFF＝3.3μs到2.5μs。ΔfsA為79.1kHz(＝179.1kHz-100.0kHz)。
這樣的特性指示出第二實施例僅通過開關頻率控制也獲得了寬范圍能力。
至于AC到DC電源變換效率(ηAC→DC)，在交變輸入電壓VAC＝100V且最大負載功率Pomax＝200W處，ηAC→DC＝93.9％。這表示出相比于傳統電源電路的電源變換效率的1.6個百分點的提高。交流輸入功率被降低了3.7W。在交變輸入電壓VAC＝230V且最大負載功率Pomax＝200W處，ηAC→DC＝90.9％。
圖9示出了第三實施例的配置。
第三實施例具有雙波整流電路作為次級側整流電路。
為了形成雙波整流電路，次級繞組N2配備有中心抽頭，以利用該中心抽頭為邊界，將次級繞組N2分為次級繞組部分N2A和N2B。中心抽頭連接到次級側地。
在該情況中，用于形成次級側并聯諧振電路的次級側并聯諧振電容器C2與整個次級繞組N2并聯連接。
另外，在該情況中，提供了兩個整流二極管Do1和Do2以及一個平滑電容器Co作為形成次級側整流電路的部件或元件。整流二極管Do1的陽極連接到次級繞組N2的次級繞組部分N2A側的端部。整流二極管Do2的陽極連接到次級繞組N2的次級繞組部分N2B側的端部。整流二極管Do1和Do2的陰極都連接到平滑電容器Co的正電極端子。平滑電容器Co的負電極端子連接到次級側地。
在這樣形成的次級側雙波整流電路中，在次級繞組N2中所感應的次級繞組電壓V2的一種極性的半周期中，整流電流ID1流過從次級繞組部分N2A到整流二極管Do1，再到平滑電容器Co的路徑，以對平滑電容器Co充電。在次級繞組N2中所感應的次級繞組電壓V2的另一極性的半周期中，整流電流ID2流過從次級繞組部分N2B到整流二極管Do2，再到平滑電容器Co的路徑，以對平滑電容器Co充電。這樣，執行了全波整流操作，其中在次級繞組電壓V2的正和負半周期中的每種時段中，平滑電容器Co利用整流電流被充電。從而，作為平滑電容器Co兩端的電壓，獲得了這樣的次級側直流輸出電壓Eo其電平對應于次級繞組N2中所感應的電壓的電平的一倍。
如此形成的根據第三實施例的電源電路是通過選擇例如基本與第二實施例相同的主要部件而形成的，因而絕緣變換器變壓器PIT的耦合系數k是k≈0.7或者更低。從而，僅通過開關頻率控制就實現了寬范圍能力。初級側并聯諧振電路的諧振頻率fo1和次級側并聯諧振電路的諧振頻率fo2被設置為使得獲得某個值或者更高的AC到DC電源變換效率。結果，與前面的實施例中一樣，在大負載處的開關電流IQ1的波形具有在開關器件Q1關斷時被抑制的峰值水平。
圖10示出了根據第四實施例的電源電路的配置示例。
圖10所示的電源電路具有倍壓器整流電路作為次級側整流電路。通過將兩個整流二極管Do1和Do2以及兩個平滑電容器Co1和Co2連接到次級繞組N2和次級側并聯諧振電容器C2的并聯電路，形成該倍壓器整流電路，如圖10所示。
在該情況中，整流二極管Do1的陽極和整流二極管Do2的陰極被連接到次級繞組N2的纏繞終止端部分。整流二極管Do1的陰極連接到平滑電容器Co1的正電極端子。
平滑電容器Co1和Co2彼此串聯連接，使得平滑電容器Co1的負電極端子連接到平滑電容器Co2的正電極端子。次級繞組N2的纏繞開始端部分連接到平滑電容器Co1和Co2之間的連接點。
平滑電容器Co2的負電極端子和整流二極管Do2的陽極連接到次級側地。
在這樣形成的次級側倍壓器整流電路中，在次級繞組電壓V2的一種極性的半周期中，整流電流流過從次級繞組N2到整流二極管Do1，再到平滑電容器Co1的路徑，以對平滑電容器Co1充電。在次級繞組電壓V2的另一極性的半周期中，整流電流流過從次級繞組N2到整流二極管Do2，再到平滑電容器Co2的路徑，以對平滑電容器Co2充電。這樣，在次級繞組電壓V2的正極性和負極性半周期中，交替地執行了平滑電容器Co1的充電和平滑電容器Co2的充電。在平滑電容器Co1和Co2的每個上，獲得了與次級繞組N2中所感應的電壓的電平的一倍相對應的電勢。從而，作為平滑電容器Co1和Co2的串聯電路兩端的電壓，獲得了這樣的次級側直流輸出電壓Eo其電平對應于次級繞組N2中所感應的電壓的電平的一倍。
如下選擇根據第四實施例的電源電路的主要部件。
同樣在該電源電路中，對于電源電路所處理的負載功率，最大負載功率Pomax＝200W，最小負載功率Pomin＝0W(無負載)，并且次級側直流輸出電壓Eo的額定電平是135V，與圖1的電源電路中的一樣。
對于絕緣變換器變壓器PIT，選擇EER-35磁芯，并且間隙G被設置為2mm的間隙長度。對于初級繞組N1的匝數T，N1＝63T。對于次級繞組N2的匝數T，N2＝13T。次級繞組N2每匝感應的電壓為5.4V/T。從而，k＝0.675被設置為絕緣變換器變壓器PIT的耦合系數k。
選擇Cr＝3900pF作為初級側并聯諧振電容器Cr的電容。通過初級側并聯諧振電容器Cr的這種電容設置，以及由絕緣變換器變壓器PIT的結構得到的初級繞組N1的漏電感L1，初級側并聯諧振電路的諧振頻率fo1被設置為fo1＝174.3kHz。選擇C2＝0.18μF作為次級側并聯諧振電容器C2的電容。通過次級側并聯諧振電容器C2的這種電容設置，以及由絕緣變換器變壓器PIT的結構得到的次級繞組N2的漏電感L2，次級側并聯諧振電路的諧振頻率fo2被設置為fo2＝110.0kHz。
對如此形成的根據第四實施例的電源電路所進行的實驗顯示出根據第四實施例的電源電路的主要部件的操作波形基本與圖3A到圖3C的波形圖相同，并且在大負載處的開關電流IQ1具有在關斷時被抑制的峰值水平。
至于表示恒壓控制特性的開關頻率fs和時段TON與TOFF的特性，得到的結果顯示出利用與AC 100V系統相對應的交變輸入電壓VAC＝100V的商用交流電源輸入，相對于從最大負載功率Pomax＝200W到最小負載功率Pomin＝0W的負載變化，fs＝98.5kHz到132.1kHz，Δfs＝35.6kHz，TON＝6.9μs到4.8μs，TOFF＝3.3μs到2.8μs。此外，所得到的結果顯示出利用與AC 200V系統相對應的交變輸入電壓VAC＝230V的商用交流電源輸入，相對于從最大負載功率Pomax＝200W到最小負載功率Pomin＝0W的負載變化，fs＝141kHz到173.5kHz，Δfs＝32.5kHz，TON＝4.7μs到3.3μs，TOFF＝3.0μs到2.5μs。ΔfsA為75kHz(＝173.5kHz-98.5kHz)。
由于獲得了這樣的特性，所以第四實施例僅通過開關頻率控制也獲得了寬范圍能力。
至于AC到DC電源變換效率(ηAC→DC)，在交變輸入電壓VAC＝100V且最大負載功率Pomax＝200W處，ηAC→DC＝93.1％。這表示出相比于傳統電源電路的電源變換效率的0.8個百分點的提高。交流輸入功率被降低了1.9W。在交變輸入電壓VAC＝230V且最大負載功率Pomax＝200W處，ηAC→DC＝90.2％。
圖11示出了根據第五實施例的電源電路的配置示例。
圖11所示的電源電路的次級側整流電路被形成為倍壓器全波整流電路。
該情況中的次級繞組N2配備有中心抽頭，以利用該中心抽頭為邊界，將次級繞組N2分為次級繞組部分N2A和N2B。次級繞組部分N2A和N2B具有相同的匝數。
用于形成次級側并聯諧振電路的次級側并聯諧振電容器C2與整個次級繞組N2并聯連接。另外，整流二極管Do1、Do2、Do3和Do4、電容器C10和平滑電容器Co如下連接到次級繞組N2。
次級繞組N2的次級繞組部分N2A側的端部連接到整流二極管Do1的陽極與整流二極管Do2的陰極之間的連接點。次級繞組N2的次級繞組部分N2B的端部連接到整流二極管Do3的陽極與整流二極管Do4的陰極之間的連接點。
次級繞組N2的中心抽頭連接到電容器C10的正電極端子。電容器C10的負電極端子連接到整流二極管Do1和Do3的各自的陽極以及次級側地之間的連接點。整流二極管Do1和Do3的陰極連接到平滑電容器Co的正電極端子。平滑電容器Co的負電極端子連接到次級側地。
這樣形成的倍壓器全波整流電路可以被認為是包括次級繞組部分N2A、整流二極管Do1和Do2、電容器C10和平滑電容器Co的第一倍壓器半波整流電路與包括次級繞組部分N2B、整流二極管Do3和Do4、電容器C10和平滑電容器Co的第二倍壓器半波整流電路的組合。在該情況中，第一倍壓器半波整流電路和第二倍壓器半波整流電路共享電容器C10和平滑電容器Co。
在次級繞組部分N2A側的端部處，次級繞組電壓V2為負極性的半波時段中，第一倍壓器半波整流電路使整流電流通過從次級繞組部分N2A到電容器C10，再到整流二極管Do2，再到次級繞組部分N2A的路徑，以對電容器C10充電。第一倍壓器半波整流電路從而生成了作為電容器C10兩端電壓的這樣的電勢其對應于次級繞組部分N2A中所感應的電壓的電平的一倍。然后，在次級繞組部分N2A側的端部處，次級繞組電壓V2為正極性的下一半波時段中，第一倍壓器半波整流電路使整流電流通過從次級繞組部分N2A到整流二極管Do1，再到平滑電容器Co，再到電容器C10，再到次級繞組部分N2B的路徑。此時，平滑電容器Co被這樣的電勢充電該電勢是通過將電容器C10兩端的電壓疊加到次級繞組部分N2A的電勢(V2)上得到的。
在次級繞組部分N2B側的端部處，次級繞組電壓V2為負極性的半波時段中，第二倍壓器半波整流電路使整流電流通過從次級繞組部分N2B到電容器C10，再到整流二極管Do4，再到次級繞組部分N2B的路徑，以對電容器C10充電。然后，在次級繞組部分N2B側的端部處，次級繞組電壓V2為正極性的下一半波時段中，第二倍壓器半波整流電路使整流電流通過從次級繞組部分N2B到整流二極管Do3，再到平滑電容器Co，再到電容器C10，再到次級繞組部分N2B的路徑。從而，平滑電容器Co被這樣的電勢充電該電勢是通過將電容器C10兩端的電壓疊加到次級繞組部分N2B的電勢(等于V2)上得到的。
作為這樣的操作的結果，在次級繞組電壓V2的正和負半周期中，交替地執行了通過次級繞組部分N2A和電容器C10的疊加電勢對平滑電容器Co的充電和通過次級繞組部分N2B和電容器C10的疊加電勢對平滑電容器Co的充電。從而，作為平滑電容器Co兩端的電壓，獲得了這樣的作為經整流和平滑的電壓的次級側直流輸出電壓Eo其電平對應于次級繞組部分N2A和N2B中所感應的電壓的電平的兩倍。
如此形成的根據第五實施例的電源電路是通過選擇例如基本與第四實施例相同的主要部件而形成的，因而絕緣變換器變壓器PIT的耦合系數k是k≈0.7或者更低。從而，僅通過開關頻率控制就實現了寬范圍能力。初級側并聯諧振電路的諧振頻率fo1和次級側并聯諧振電路的諧振頻率fo2被設置為使得獲得某個值或者更高的AC到DC電源變換效率。結果，與前面的實施例中一樣，在大負載處的開關電流IQ1的波形具有在開關器件Q1關斷時被抑制的峰值水平。
應當注意，本發明并不限于如上述實施例所示的配置。例如，對于初級側電壓諧振變換器的電路配置以及包括次級側并聯諧振電路的次級側整流電路的配置的細節，可以想到不同的配置。
另外，可以選擇除了MOS-FET之外的其他器件作為開關器件。此外，雖然上述實施例包括外激開關變換器，但是本發明也可應用于開關變換器被形成為自激開關變換器的情況。
本領域的技術人員應當理解，取決于設計需求和其他因素，可以有各種修改、組合、子組合和替換，它們落入所附權利要求及其等同物的范圍內。
本發明包含與2005年2月4日向日本專利局遞交的日本專利申請JP2005-028798有關的主題，該申請的全部內容通過引用結合于此。
權利要求
1.一種開關電源電路，包括整流和平滑裝置，用于通過對交變輸入電壓進行整流和平滑，獲得直流輸入電壓；開關裝置，所述開關裝置利用被提供了所述直流輸入電壓的開關器件形成，并執行開關操作；開關驅動裝置，用于對所述開關器件進行開關驅動；通過至少纏繞初級繞組和次級繞組而形成的絕緣變換器變壓器，其中所述初級繞組被提供了通過所述開關裝置的開關操作而得到的開關輸出，在所述次級繞組中，由所述初級繞組中獲得的開關輸出感應出交變電壓；至少由所述絕緣變換器變壓器的所述初級繞組的漏電感分量和初級側并聯諧振電容器的電容形成的初級側并聯諧振電路，所述初級側并聯諧振電路將所述開關裝置的操作轉換為電壓諧振型操作；由所述絕緣變換器變壓器的所述次級繞組的漏電感分量和與所述次級繞組并聯連接的次級側并聯諧振電容器的電容形成的次級側并聯諧振電路；次級側直流輸出電壓生成裝置，用于通過對在所述絕緣變換器變壓器的所述次級繞組中所感應的并被輸入到所述次級側直流輸出電壓生成裝置的交變電壓執行整流操作，并通過次級側平滑電容器使得自所述整流操作的整流輸出平滑，來生成次級側直流輸出電壓；以及恒壓控制裝置，用于通過根據所述次級側直流輸出電壓的電平控制所述開關驅動裝置以改變所述開關裝置的開關頻率，來對所述次級側直流輸出電壓執行恒壓控制；其中，用于所述絕緣變換器變壓器的初級側與次級側之間的弱耦合的耦合系數被設置為使得利用所述初級側并聯諧振電路和所述次級側并聯諧振電路形成的電磁耦合型諧振電路具有單峰特性作為響應于具有所述開關頻率的頻率信號輸入的輸出特性，并且所述初級側并聯諧振電路的諧振頻率和所述次級側并聯諧振電路的諧振頻率被設置為使得至少在預定負載條件下，獲得一定水平和更高的電源變換效率。
全文摘要
本發明提供了一種開關電源電路。電壓諧振變換器具有次級側并聯諧振電路，并且絕緣變換器變壓器(PIT)被設置為耦合系數k＝約0.7或更低的弱耦合狀態。從而，獲得陡峭的單峰特性作為恒壓控制特性，以降低穩定所需的開關頻率控制范圍。初級側并聯諧振頻率(fol)和次級側并聯諧振頻率(fo2)被設置為使得獲得良好的電源變換效率特性。
文檔編號G05F1/46GK1819428SQ20061000323
公開日2006年8月16日 申請日期2006年1月27日 優先權日2005年2月4日
發明者安村昌之 申請人:索尼株式會社