專利名稱：串聯式交流穩壓器的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種穩壓器，尤其涉及交流穩壓器。
背景技術：
電壓的穩定，對于許多技術部門(如無線電技術、電子測量、自動控制、電子計算機等)具有相當重要的意義。因此，交流穩壓器(220V、50HZ)得到了廣泛的重視。在無線電通信、電子測量、自動控制、電子計算機等許多設備中，都要求供電電源電壓比較穩定。通常，供電電源電壓的波動將會直接影響到設備的質量和性能，在某些情況下，甚至可能徹底破壞設備的正常工作。例如在鐵路信號部門，供電電壓的波動更是嚴重地影響信號設備的正常使用，從而直接影響行車安全。當供電電壓過低時，電動轉轍不能啟動，軌道繼電器在調整狀態下(無車占用)不能正常吸起，信號燈的顯示距離大為縮短。當供電電壓過高時，軌道繼電器在分路狀態時不能正常落下，信號燈炮的使用壽命大為縮短。因此，供電電源電壓的穩定對于國防、工農業生產、鐵路運輸以及人民的日常生活都具有密切的關系。現有的交流穩壓器多為自耦式調壓，晶閘管相控調壓，級聯式AC-DC-AC調壓等。 自耦式調壓由一個大的鐵芯變壓器組成，通過調節其碳刷從而改變其變比而改變輸出電壓，其不利因素有①功率密度比較低，且工頻變壓器比較笨重，而且電壓調節的精度很低。 ②晶間管相控調壓通過改變其串聯于電路中的可控硅來改變其導通角從而改變輸出電壓， 然而輸出電壓中含有較高的諧波分量，對于電機型負載危害相當嚴重。③級聯式AC-DC-AC 調壓是由AC-DC變換器和DC-AC變換器級聯而成。這類變換器功率變換級數多，由于采用 AC-DC變換器和DC-AC變換器級聯而成，導致整個調壓器的效率不是很高，并且降低了整個系統的穩定性。

發明內容
針對上述現有技術，本發明要解決的技術問題是提供一種成本低、重量輕、波形失真較小且工作效率高串聯式交流穩壓器。為了解決上述技術問題，本發明采用如下技術方案一種串聯式交流穩壓器，包括
功率處理模塊，用于產生與電網輸入電壓同相或反相的輸出電壓； 求和電路，接收功率處理模塊的輸出電壓化2，并與電網輸入電壓Usl進行求和輸出穩壓器輸出電壓Uo ；
控制模塊，用于對電網輸入電壓Usl和穩壓器輸出電壓Uo進行采樣并控制功率處理模塊的輸出電壓Us2的大小和相位，當電網輸入電壓Usl低于設定的穩壓器輸出電壓Uo時， 控制功率處理模塊輸出電壓化2和電網輸入電壓化1同頻同相且電壓波形相似，穩壓器輸出電壓Uo= Usl+Us2;當電網輸入電壓Usl高于設定的穩壓器輸出電壓Uo時，控制功率處理模塊輸出電壓Us2和電網輸入電壓Usl同頻反相且電壓波形相似，穩壓器輸出電壓Uo= Usl-Us2 ；
所述功率處理模塊和控制模塊均與電網輸入端連接。進一步地，在電網輸入端以及功率處理模塊的輸入端均串聯一 EMI濾波器。進一步地，所述功率處理模塊的輸出端和求和電路間串聯LC濾波電路。進一步地，所述功率處理模塊由高頻變壓器和第一開關Si、第二開關S2、第三開關S3、第四開關S4組成，其中，所述高頻變壓器的初級和次級為推挽式拓撲結構，第一開關 Sl和第二開關S2分別串聯在高頻變壓器初級的兩個繞組上，第三開關S3和第四開關S4分別串聯在高頻變壓器次級的兩個繞組上。進一步地，所述開關Si、S2、S3、S4均由兩個N溝道增強型MOS管串聯而成。進一步地，所述控制模塊包括 供電電源模塊；
電壓比較模塊，用于對電網輸入電壓化1與預設穩壓器輸出電壓Uo進行比較后輸出控制信號S5，當預設穩壓器輸出電壓Uo比電網輸入電壓Usl高時，控制信號S5輸出高電平； 當預設穩壓器輸出電壓Uo比電網輸入電壓Usl低時，控制信號S5輸出低電平；
PWM波發生單元，用于產生兩路相位相差180度的第一 PWM波和第二PWM波并經驅動電路后分別連接至第一開關和第二開關。功率處理模塊輸出電壓化2的輸出極性控制模塊，用于對第一開關Sl的開關信號、第二開關S2的開關信號和控制信號S5進行邏輯處理輸出控制信號第三PWM波和第四 PWM波并經驅動電路后分別連接第三開關S3和第四開關S4 ；
進一步地，所述電壓比較模塊為電壓比較器。進一步地，所述PWM波發生單元包括誤差放大器、電壓比較器；所述誤差放大器將基準電壓toef和輸出電壓Uo隔離采樣后的反饋電壓Ufb作差后再通過電壓比較器與三角波發生器所產生的三角波進行比較后產生PWM波，再對PWM波進行移相及分相處理后與PWM 波信號再進行邏輯與處理分別得到相位相差180度的第一 PWM波和第二 PWM波。進一步地，所述功率處理模塊輸出電壓化2的輸出極性控制模塊為邏輯運算模塊，包括第一非門、第二非門、第一與門、第二與門、第三與門、第四與門、第一或門、第二或門，其中，輸入電壓與預設輸出電壓比較模塊輸出的控制信號S5分別接入第一非門、第二非門、第二與門、第四與門，第一開關Sl的開關信號分別接入第一與門和第四與門，第一非門的輸出接入第一與門，第二開關S2的開關信號分別接入第二與門和第三與門，第二非門的輸出接入第三與門，第一與門和第二與門接入第一或門輸出第三PWM波，第三與門和第四與門接入第二或門輸出第四PWM波。與現有技術相比，本發明具有以下有益效果
①將傳統自耦式的穩壓改為串聯式的穩壓，所以具有較高的轉換效率；
②所串入的功率處理模塊由高頻變壓器與電力電子無件構成，從很大程度上講增加了其功率密度，也減輕了其重量。所以使得整個交流穩壓電源系統既保證了較高的轉換效率、 較低的成本、較高的可靠性，同時也保證了較低的待機功耗以及輸出電壓波形較小的失真度；
③電路結構相對簡單，使得整個系統穩定性較高；
④由于采用電子式的穩壓調節，不會像傳統電刷調節那樣產生一些不必要的問題。


圖1所示為串聯式交流穩壓器模型圖； 圖2所示為串聯式交流穩壓器電路模型圖3所示為串聯式交流穩壓器工作于升壓模式時模型圖4所示為串聯式交流穩壓器工作于降壓模式時模型圖5所示為串聯式交流穩壓器結構框圖6所示為串聯式交流穩壓器主體結構電路原理圖7所示為電網輸入電壓Usl電壓波形圖8所示為電網輸入EMI-I濾波器電路原理圖9所示為功率處理部分輸入EMI-2濾波器電路原理圖10所示為功率處理部分電路原理圖11所示為功率處理部分電路中的開關S1-S4的電路原理圖12所示為圖10中高頻變壓器工作時繞組π5兩端電壓波形圖13所示為圖10中高頻變壓器工作時繞組π6兩端電壓波形圖；；
圖14所示為功率處理部分輸出電壓Uab兩端電壓波形圖15所示為功率型低通濾波器電路原理圖16所示為工作于升壓模式時Us2輸出電壓波形圖17所示為工作于降壓模式時Us2輸出電壓波形圖18所示為控制部分內部結構框圖19所示為控制部分中系統電源電路原理圖20所示為控制部分中系統電源輸出電壓波形圖21所示為輸入電壓與預設輸出電壓電壓比較結構圖22所示為PWM波發生器結構框圖23所示為PWM波產生時序圖M所示為兩相相位相差180度PWM波產生時序圖25所示為Us2輸出極性控制電路圖沈所示為不同工作模式下控制部分的時序圖27所示為隔離驅動結構框圖觀所示為串聯式交流穩壓器輸出電壓波形圖。
具體實施例方式下面將結合附圖及具體實施方式
對本發明作進一步的描述。穩壓器主體結構模型如圖1所示。本發明的主體思想是將電網輸入端電壓等效為一個電源化1，再串入一個與電源Usl同頻的交流電源化2，其結構模型如圖2所示。控制部分通過對電網輸入電壓、穩壓器輸出電壓Uo的采樣來改變交流電源Us2的電壓以及相位，當電網輸入電壓Usl低于設定的穩壓器輸出電壓Uo時，Us2與Usl同頻同相且電壓波形相似，其電路模型如圖3所示，U0=Usl+Us2;當電網輸入電壓Usl高于設定的穩壓器輸出電壓Uo時，Us2與Usl同頻反相且電壓波形相似，其電路模型如圖4所示，Uo=Usl-Us2;最終使穩壓器輸出電壓Uo保持在一穩定的電壓值。其中Pl為控制部分供電電源輸入，Fl為對輸出電壓Uo的采樣輸入。交流電源Us2采用高頻變壓器結合電力電子器件構成，因此，本發明具有較低的成本，較輕的重量，較小的波形失真度等特點。由于采用串聯拓撲進行穩壓，所以使得整個交流穩壓器具有相當高的工作效率。圖6為其具體實施例中主體結構電路原理圖。采用此種結構模型設計出來的交流穩壓器，由于采用了串聯一個電源式的結構， 最大的優點是大幅度的提高了其工作效率。串聯電源采用高頻變壓器結合電力電子器件， 從很大程度上講增加了其功率密度，也減輕了其重量。所以使得整個交流穩壓電源系統既保證了較高的轉換效率、較低的成本、較高的可靠性，同時也保證了較低的待機功耗以及輸出電壓波形較小的失真度。如圖5所示，本實施例的串聯交流穩壓器主要由EMI-I濾波器、EMI-2濾波器、功率處理模塊(如圖中功率處理部分所示)、輸出LC濾波、控制模塊(如圖中控制部分所示)以及求和電路部分構成。其中EMI-I濾波器用于整個穩壓系統對電網的隔離，EMI-2濾波器用于功率處理部分對穩壓系統的隔離，輸出LC濾波主要用于濾出功率處理部分輸出電壓 Us2中的高頻成分，功率處理部分用于產生一個與輸入同相或反相的正弦波形，其電壓以及相位由控制部分通過對輸出進行采樣來進行控制，求和部分主要是將Usl與Us2進行串聯處理。結合圖6，下面將對其中各個部分進行詳細說明。EMI-I 濾波器 T-I
濾波是抑制干擾的一種有效措施，尤其是對開關電源EMI信號的傳導干擾和輻射干擾來說更是如此。任何電源線上的傳導干擾信號均可用差模和共模信號來表示。在一般情況下，差模干擾幅度小、頻率低，所造成的影響較小；共模干擾幅度大、頻率高，還可以通過導線產生輻射，所造成的影響較大。因此，欲削弱傳導干擾，把EMI信號控制在有關EMC標準規定的極限電平以下，最有效的方法就是在開關變換器的輸入和輸出電路中加裝EMI濾波器。
電路原理如圖8所示，由差模電容Cl、C2，共模電感線圈nl、n2構成，其中共模電感線圈nl、n2是由同一個磁環上的兩個繞向相反，匝數相同的繞組構成的，通常使用環形磁芯，漏磁小，效率高。當工頻電流在兩個繞組中流過時為一進一出，產生磁場恰好抵消，使得共模電感對工頻電流不起任何阻礙作用，可以無損耗地傳輸。如果工頻電流中含有共模噪聲電流通過共模電感，這種共模噪聲電流是同方向的，流經兩個繞組時產生的磁場同相疊加，使得共模電感對干擾電流呈現出較大的感抗，由此起到了抑制共模干擾的作用。圖7 為EMI-I濾波器輸入端電壓波形圖，其中T為電網交流電壓周期，即20ms。EMI-2 濾波器 T-2:
電路原理如圖9所示，由差模電容C3、C4，共模電感線圈π3、η4構成，其電路原理同 EMI-I濾波器。其中輸入電壓Usl-I為EMI-I濾波器的輸出電壓，ΕΜΙ-2濾波器的輸出電壓 Usl-2將送往功率處理部分進行電壓相位變換。功率處理部分
電路原理如圖10所示，由高頻變壓器T-3和第一開關Si、第二開關S2、第三開關S3、第四開關S4組成。此部分的主要目的是將電網電壓化1_2變為與電網同頻、波形近似的化2， 其中Us2的電壓與相位均可通過控制開關Si、S2、S3、S4來進行調整。
1)高頻變壓器T-3
高頻變壓器T-3的初級為的推挽式拓撲結構，即繞組n5、n6匝數相等，方向相反；次級也為推挽式結構，為了保證Us2的輸出電壓正負半周平衡，其中繞組π7、η8匝數相等，方向相反。假設工作于正半周時，當開關Sl導通時，開關S2截止時，將磁芯從+Bm向-&ιι磁化；當開關Sl截止時，開關S2導通時，將磁芯從-Bm向+Bm磁化，即磁芯雙向交變磁化，即磁芯工作于第3類狀態，雙向磁化狀態，負半周期同理。所以，必須要保證磁通的平衡，否則會發生嚴重的磁偏。此實施例中，只需要把初級2個繞組η5、η6保持匝數相等繞相相反即可。因為對于交流而言，在正半周期Ts/2中，關于周期的Ts/4處存在軸對稱；在負半周期中，在3Ts/4 處存在軸對稱。在整個周期Ts中，在Ts/2處，正半周期以及負半周期存在中心對稱。所以， 即使會由于開關器件壓降和開關延遲時間不同等原因造成高頻變壓器的正負伏秒積不等， 會引起高頻變壓器直流偏磁。但是由于交流電壓存在軸對稱關系以及中心對稱關系，所引起高頻變壓器直流偏磁會在一個周期Ts內全部抵消，不會發生任何累積。初級繞組n5在開關Sl的控制下，假設當Sl剛開啟時，正半周期剛開始，其兩端電壓波形如圖12所示；初級繞組η6在開關S2的控制下，其兩端電壓波形如圖13所示。其中圖12、圖13中的周期T為電網電壓周期，周期Ts為開關信號工作周期。其中圖中黑色部分表示導通狀態，白色部分表示關斷狀態。經過開關S3、S4處理后，其輸出電壓化2-1波形如圖14所示。通過控制開關S3、S4的導通時間便可以得到與輸入電壓Usl-2同相或反相的輸出電壓化2-1，關于開關Si、S2、S3、S4的工作時序將在控制部分中進行詳細說明。2)開關 S1、S2、S3、S4
此功率部分中的開關S1、S2、S3、S4需要工作在高頻狀態，而且所控制的電壓又為交流電壓。此處開關S1、S2、S3、S4均使用兩只N溝道增強型MOS管串聯而成，其電路結構圖如圖11所示。當對開關Sl導通時，MOS管Ql、Q2均導通。處于正半周時，電流流向為D0)1) — S(Ql)-S(Q2)—D(Q2)；處于負半周時，電流流向為 EKQ2) — S0)2) — S0)1) — D0)1)。開關 S2、S3、S4同理，這樣便可實現對開關Si、S2、S3、S4在交流電壓下進行正常的高頻開關動作。輸出LC濾波
此部分電路原理圖如圖15所示，此部分由L1、C5構成LC型低通濾波器。其中，對于電感Ll可順利通過直流，卻能阻礙交流通過，特別是高頻的交流；平滑電容器C5，雖可使交流順利通過，但卻難以通過直流；此種結構最終可以達到消除輸出交流電壓中的高頻諧波成分的功能，此部分的最終目的是將含有諧波成分的交流電壓變成比較理想的交流電壓。其輸出電壓Us2波形如圖16 (與輸入同相)、圖17 (與輸入反相)所示。其濾波器LC計算公式均有文獻進行詳細描述，此處不作詳細說明。控制部分
此處控制部分的目的是通過對輸入電壓化1、輸出電壓Uo的取樣從而改變電源化2的大小與方向，從而保證輸出電壓Uo的穩定輸出。控制部分如圖18所示，由隔離供電電源、輸入電壓與預設電壓比較、PWM波發生單元、Us2輸出極性控制、驅動電路構成，下面將對各個部分進行詳細說明。1)隔離供電電源
隔離供電電源為控制部分中所有的工作模塊提供電能，隔離供電電源電路原理圖如圖 19所示，圖中T-4為工頻變壓器，變壓器初級輸入電壓化1-1為EMI-I濾波器輸出電壓，n9、 nlO分別為初級次級繞組，其匝數比便為工頻變壓器T-4的變比。二極管Dl、D2、D3、D4構成橋式整流器將輸入的交流電壓變為脈動的直流電壓，通過濾波電容C6后便可以得到比較穩定的直流電壓VCC輸出。其電壓波形如圖20所示。2)輸入電壓與預設電壓比較
為了對輸入電壓Usl進行識別，即判定其比設定輸出電壓高還是低。從而輸出一個控制信號S5，便于對Us2的方向進行控制(相對于Usl的方向)。其電路框圖如圖21所示，圖中對進行隔離采樣主要是為了進行電氣隔離。當設定Uo比輸入電壓Usl高時，控制信號S5輸出高電平；當設定Uo比輸入電壓Usl低時，控制信號S5輸出低電平。控制信號S5 是如何對Us2的極性進行控制將在以下部分“Us2輸出極性控制”中進行詳細描述。3) P麗波發生單元
此部分的目的是產生兩路相位相差180度的PWM波，且每路PWM波的占空比(即導通時間與整個周期的比值)能隨著反饋電壓可調。此部分電路框圖如圖22所示，其原理是先產生一路PWM波，再對其進行處理后得到兩路相位相差180度的PWM波第一 PWM波和第二 P麗波，即P麗波-Si、P麗波-S2。將對輸出電壓Uo隔離采樣后的反饋電壓Ufb與基準電壓toef作差后再與三角波發生器所產生的三角波進行比較后產生PWM波。圖中AlO為放大倍數為1的誤差放大器，主要目的是為了將基準電壓toef與反饋電壓Ufb進行作差處理， 即得到的輸出為toef-Ufb。圖中All為電壓比較器，當toef-Ufb比三角波電壓高時輸出為高電平，否則為低電平，其產生時序如圖23所示。將得到的PWM波進行移相及分相處理，其原理框圖如圖22示，圖中觸發器為下降沿觸發，將觸發器輸出的信號(分相信號1)以及輸出取反后的信號(分相信號2、與輸入的PWM波進行邏輯與處理，將得到兩路相位相差180 度的PWM波，即PWM波-S1、PW1^^-S2。其時序圖如圖M所示。4) Us2輸出極性控制
Us2輸出電壓極性控制，即引入變量控制信號S5控制開關S3、S4的導通時序。其控制電路如圖25所示，圖中A1、A2為非門，A3、A4、A5、A6為與門，A7、A8為或門。即由控制信號 S5來控制開關信號S3、S4對開關信號S1、S2的選通，通過相應的數字運算，即S3= S2S5+S1 ( S5), S4= S1S5+S2 ( S5)。當 S5=l 時，S3=S2，S4=S1 ；當 S5=0 時，S3=S1，S4=S2 ；相應時序如圖沈所示，圖中給出了穩壓器處于升壓模式下以及降壓模式下的不同控制信號的工作時序。如圖所示，所述功率處理模塊輸出電壓化2的輸出極性控制模塊為邏輯運算模塊，包括第一非門、第二非門、第一與門、第二與門、第三與門、第四與門、第一或門、第二或門，其中，輸入電壓與預設輸出電壓比較模塊輸出的控制信號S5分別接入第一非門、第二非門、第二與門、第四與門，第一開關Sl的開關信號分別接入第一與門和第四與門，第一非門的輸出接入第一與門，第二開關S2的開關信號分別接入第二與門和第三與門，第二非門的輸出接入第三與門，第一與門和第二與門接入第一或門輸出S3，即第三PWM波-S3，第三與門和第四與門接入第二或門輸出S4，即第四PWM波-S4。5)驅動電路
由于此處所用開關Si、S2、S3、S4的特殊結構，所以必須使用相應隔離驅動來處理開關 Si、S2、S3、S4的控制信號，其結構框圖如圖27所示。一般而言，此隔離驅動均由成品的芯片來完成。求和電路；
此部分的目的就是將兩個電源化1和化2串聯起來，其電路模型如圖2所示。最終輸出的電壓波形如圖觀所示，圖中T仍為電網電壓工作周期(20ms ).
根據上面記述的本發明，由于使用了串聯的式的拓撲結構進行穩壓處理，使得整個交流穩壓電源的效率得到相當大程度的提高。而且所串聯的電源化2又是采用的開關電源設計而成，這樣既提高了穩壓精度，又提高了穩壓電源的功率密度，同時還降低了成本。上面已結合相應附圖對本發明的具體實施方式
進行了示例性的描述，但本發明不限于此，在本發明范圍內進行的各種改型均沒有超出本發明的保護范圍。
權利要求
1.一種串聯式交流穩壓器，其特征在于，包括功率處理模塊，用于產生與電網輸入電壓同相或反相的輸出電壓；求和電路，接收功率處理模塊的輸出電壓化2，并與電網輸入電壓Usl進行求和輸出穩壓器輸出電壓Uo ；控制模塊，用于對電網輸入電壓化1和穩壓器輸出電壓Uo進行采樣并控制功率處理模塊的輸出電壓Us2的大小和相位，當電網輸入電壓Usl低于設定的穩壓器輸出電壓Uo時， 控制功率處理模塊輸出電壓化2和電網輸入電壓化1同頻同相且電壓波形相似，穩壓器輸出電壓Uo= Usl+Us2;當電網輸入電壓Usl高于設定的穩壓器輸出電壓Uo時，控制功率處理模塊輸出電壓Us2和電網輸入電壓Usl同頻反相且電壓波形相似，穩壓器輸出電壓 Uo= Usl-Us2 ；所述功率處理模塊和控制模塊均與電網輸入端連接。
2.根據權利要求1所述的串聯式交流穩壓器，其特征在于在電網輸入端以及功率處理模塊的輸入端均串聯一 EMI濾波器。
3.根據權利要求1所述的串聯式交流穩壓器，其特征在于所述功率處理模塊的輸出端和求和電路間串聯LC濾波電路。
4.根據權利要求1或2或3所述的串聯式交流穩壓器，其特征在于所述功率處理模塊由高頻變壓器和第一開關Si、第二開關S2、第三開關S3、第四開關S4組成，其中，所述高頻變壓器的初級和次級為推挽式拓撲結構，第一開關Sl和第二開關S2分別串聯在高頻變壓器初級的兩個繞組上，第三開關S3和第四開關S4分別串聯在高頻變壓器次級的兩個繞組上。
5.根據權利要求4所述的串聯式交流穩壓器，其特征在于所述開關S1、S2、S3、S4均由兩個N溝道增強型MOS管串聯而成。
6.根據權利要求4所述的串聯式交流穩壓器，其特征在于所述控制模塊包括供電電源模塊；電壓比較模塊，用于對電網輸入電壓化1與預設穩壓器輸出電壓Uo進行比較后輸出控制信號S5，當預設穩壓器輸出電壓Uo比電網輸入電壓Usl高時，控制信號S5輸出高電平； 當預設穩壓器輸出電壓Uo比電網輸入電壓Usl低時，控制信號S5輸出低電平；PWM波發生單元，用于產生兩路相位相差180度的第一 PWM波和第二 PWM波并經驅動電路后分別連接至第一開關和第二開關；功率處理模塊輸出電壓Us2的輸出極性控制模塊，用于對第一開關Sl的開關信號、第二開關S2的開關信號和控制信號S5進行邏輯處理輸出控制信號第三PWM波和第四PWM波并經驅動電路后分別連接第三開關S3和第四開關S4。
7.根據權利要求6所述的串聯式交流穩壓器，其特征在于所述電壓比較模塊為電壓比較器。
8.根據權利要求6所述的串聯式交流穩壓器，其特征在于所述PWM波發生單元包括誤差放大器、電壓比較器；所述誤差放大器將基準電壓toef和輸出電壓Uo隔離采樣后的反饋電壓Ufb作差后再通過電壓比較器與三角波發生器所產生的三角波進行比較后產生PWM 波，再對PWM波進行移相及分相處理后與PWM波信號再進行邏輯與處理分別得到相位相差 180度的第一 PWM波和第二 PWM波。
9.根據權利要求6所述的串聯式交流穩壓器，其特征在于所述功率處理模塊輸出電壓Us2的輸出極性控制模塊為邏輯運算模塊，包括第一非門、第二非門、第一與門、第二與門、第三與門、第四與門、第一或門、第二或門，其中，輸入電壓與預設輸出電壓比較模塊輸出的控制信號S5分別接入第一非門、第二非門、第二與門、第四與門，第一開關Sl的開關信號分別接入第一與門和第四與門，第一非門的輸出接入第一與門，第二開關S2的開關信號分別接入第二與門和第三與門，第二非門的輸出接入第三與門，第一與門和第二與門接入第一或門輸出第三PWM波，第三與門和第四與門接入第二或門輸出第四PWM波。
全文摘要
本發明公開了一種串聯式交流穩壓器，包括功率處理模塊，用于產生與電網輸入電壓同相或反相的輸出電壓；求和電路，接收功率處理模塊的輸出電壓Us2，并與電網輸入電壓Us1進行求和輸出穩壓器輸出電壓Uo；控制模塊，用于對電網輸入電壓Us1和穩壓器輸出電壓Uo進行采樣并控制功率處理模塊的輸出電壓Us2的大小和相位，所述功率處理模塊和控制模塊均與電網輸入端連接。本發明由于使用了串聯的式的拓撲結構進行穩壓處理，使得整個交流穩壓電源的效率得到相當大程度的提高。而且所串聯的電源Us2又是采用的開關電源設計而成，這樣既提高了穩壓精度，又提高了穩壓電源的功率密度，同時還降低了成本。
文檔編號G05F1/24GK102393776SQ20111029227
公開日2012年3月28日 申請日期2011年9月30日 優先權日2011年9月30日
發明者張靈迪, 施華虎, 王賢江, 王金川, 石玉, 鐘慧 申請人:電子科技大學