專利名稱：同步電動機的驅動系統的制作方法
技術領域：
本發明涉及用于電動機驅動裝置、例如硬盤驅動器(HDD)、 光盤驅動器、主軸電機、風扇、泵、壓縮機等的旋轉速度控制的技術。
背景技術：
在HDD裝置的主軸電機、風扇、泵等電機驅動裝置中，廣泛使 用小型/高效的永磁體電機(三相同步電動機)。
但是，為了驅動永磁體電機，需要電機的轉子的位置信息，因此 需要用于所述位置信息的位置傳感器。近年來，排除該位置傳感器， 而進行永磁體電機的轉速、扭矩控制的無傳感器控制得到了廣泛普 及。
通過無傳感器控制的實用化，可以削減位置傳感器涉及的費用 (傳感器自身、傳感器的布線的成本等)，實現裝置的小型化。另夕卜， 由于無需傳感器，所以具有可以在惡劣的環境下使用等優點。
目前，在永磁體電機的無傳感器控制中，采用了對因永磁體電機 的轉子的旋轉而產生的感應電壓(速率電動勢)(誘起電圧、速度起 電圧)進行直接檢測并作為轉子的位置信息來進行永磁體電機的驅動 的方法、根據作為對象的電機的數學模型來推測計算轉子位置的位置 推測技術等。
在這些無傳感器控制中也存在很大的課題。其問題在于低速運轉 時的位置檢測方法。目前實用化的無傳感器控制中的大半是基于永磁 體電機產生的感應電壓的技術。因此，在感應電壓小的停止、低速域 中，靈敏度降低，而位置信息有可能被噪音掩蓋。針對該問題，提出 了各種解決方法。
曰本特開平7-245981號公報(專利文獻l)記載的發明是對永
5》茲體電機進行高頻通電，并根據此時發生的電流，來檢測轉子位置的 方式。永磁體電機的轉子需要突極性，可以根據因該突極結構產生的 電流高次諧波的影響來檢測位置。
在日本特開2001 - 275387號公報(專利文獻2 )記載的發明中， 依次選擇三相定子繞組中的兩相并施加脈沖狀的電壓，對由該脈沖電 壓所感應的非通電相的感應電壓(在該情況下成為變壓器感應電壓) 進行檢測并根據該電壓模式來推測轉子的位置。其原因在于，磁回路 的飽和狀態根據轉子的位置而變化，所以在非通電相中會產生與位置 對應的感應電壓。因此，在專利文獻2記載的發明中，即使在完全停 止的狀態下也可以獲得位置信息。
在日本特開2003 - 189674號公報(專利文獻3 )記載的發明中， 在起動時(加速時)部分地采用了專利文獻2記載的措施，在確認轉 子位置的同時，可靠地進行加速。
在日本特開2000 - 232797號公報(專利文獻4 )記載的發明中， 對三相定子繞組的連接點的電位、即"中性點電位"進行檢測，來得到 位置信息。把定子繞組的中性點引出來雖然很麻煩，但即使在三相同 時為通電狀態的情況下也可以得到位置信息，所以可以利用正弦波電 流理想地驅動永磁體電機。
專利文獻1日本特開平7-245981號公報專利文獻2日本特開2001 - 275387號^>才艮專利文獻3日本特開2003 - 189674號公報專利文獻4日本特開2000 - 232797號z〉才艮
但是，在專利文獻l記載的發明中，在電機的轉子結構中需要突 極性。在沒有突極性或突極性少時，位置檢測靈敏度低，而難以推測 位置。另外，為了高靈敏度地進行檢測，需要增加所注入的高頻分量 或降低頻率，而會造成旋轉脈動、振動、噪音等問題。
在專利文獻2以及3記載的發明中，即使在極低速域中也可以獲 得永磁體電機的轉子位置信息。但是，在三相繞組中，必須使一相成 為開路狀態并檢查感應電壓。因此，永磁體電才幾的驅動電流成為斷續的矩形波形狀。本來，永磁體電機在以正弦波狀的電流進行驅動時， 在抑制旋轉不均均、抑制高次諧波損失的方面是有利的，但在這些公 知文獻記載的發明中無法期待正弦波驅動。
在專利文獻4記載的發明中，利用中性點電位中產生的三次諧波 電壓。因此，驅動電流可以正弦波化。但是，由于該三次諧波的感應 電壓本身是與永磁體電機的旋轉相伴的速度感應電動勢，所以無法在 低速域獲得位置信息。

發明內容
鑒于這些問題，本發明的目的在于提供一種無位置傳感器驅動方 式，可以通過理想的正弦波狀的電流來驅動永》茲體電才幾，并且可以實 現從零速度附近的極低速域的驅動。
本發明的上述以及其他目的和新的特征根據本說明書的記述以
及附圖將更加明確。
如果簡單說明本申請中公開的發明中的代表性的發明的概要，則
如下所述。
本發明的代表性的實施方式提供一種同步電動機的驅動系統，具 有逆變器，輸出正弦波狀的交流電壓；三相同步電動機，與所述逆 變器連接；以及控制器，對三相同步電動機的中性點電位進行檢測并 根據檢測結果對逆變器輸出脈沖寬度調制信號來控制逆變器，其中， 控制器具有針對三相同步電動機的中性點電位，與脈沖寬度調制信號 同步地導出采樣值的采樣/保持電路，根據該采樣值，控制器推測三相 同步電動機的轉子位置。
該同步電動機的驅動系統的特征還在于，控制器設置使逆變器的 三相輸出電位中的至少一相成為與其余的兩相的電位不同的期間，在 該期間，采樣/保持電路對中性點電位進行采樣并導出采樣值。
該同步電動機的驅動系統的特征還在于，控制器設置兩個或多于 兩個的使逆變器的三相輸出電位中的至少一相成為與其余的兩相的 電位不同的期間，在這些期間，采樣/保持電路對中性點電位進行采樣
7并導出采樣值。
該同步電動機的驅動系統的特征還在于，在逆變器的三相的輸出 電位全部相等的期間，插入至少一相成為與其余的兩相的電位不同的 的期間、即"中性點電位檢測專用期間"，采樣/保持電路還在該中性點 電位檢測專用期間進行中性點電位的采樣。
該同步電動機的驅動系統的特征還在于，脈沖寬度調制信號是根 據三角波載波信號與施加于三相同步電動機的交流電壓指令的比較 而生成的，在三角波載波信號的上止點、下止點的前后，采樣/保持電 路對中性點電位進行采樣。
該同步電動機的驅動系統的特征還在于，在采樣/保持電路對逆 變器的三相的輸出電位中的至少一相成為與其余的兩相的電位不同 的期間進行采樣/保持時，采用從該期間的中點時間開始的后半段的期 間對中性點電位進行保持的定時。
本發明的代表性的實施方式還提供一種同步電動機的驅動系統，
具有逆變器，輸出正弦波狀的交流電壓；三相同步電動機，與逆變 器連接；以及控制器，對三相同步電動機的中性點電位進行檢測并根 據檢測結果對逆變器輸出脈沖寬度調制信號來控制逆變器。
該同步電動機的驅動系統的控制器的特征在于，具有d軸電流 控制器，根據輸入的d軸電流指令輸出d軸電壓指令；以及d軸電流 指令發生器，向d軸電流控制器提供電流指令，其中，所述d軸電流 指令發生器根據轉子位置的推測相位對電流指令提供勵磁電流。
上述同步電動機的驅動系統的控制器的特征在于，還具有位置推 測器以及存儲器，在以開環方式驅動同步電動機的期間，位置推測器 在存儲器中記錄三相同步電動機的中性點電位。
本發明的代表性的實施方式還提供一種同步電動機的驅動系統， 具備逆變器，輸出正弦波狀的交流電壓；三相同步電動機，與逆變 器連接；以及第一控制器，對三相同步電動機的中性點電位進行檢測 并根據該檢測結果輸出針對逆變器的脈沖寬度調制信號來控制逆變 器；第二控制器，具有檢測或推測三相同步電動機的感應電壓的單元，根據該檢測值或推測值輸出針對逆變器的脈沖寬度調制信號來控制
逆變器；以及切換單元，對第一控制器的輸出和第二控制器的輸出進 行切換并輸出給逆變器，其中，當三相同步電動機的轉速小于規定的 閾值時，將第一控制器的輸出輸出給逆變器，而當三相同步電動機的 轉速大于等于規定的閾值時，將第二控制器的輸出輸出給逆變器。 這些同步電動機的驅動系統的特征還在于，驅動系統形成在相同
的半導體基板上。
由本申請公開的發明中的代表性的發明所獲得的效果簡述如下。
在本發明的代表性的實施方式的三相同步電動機的驅動系統中， 可以利用理想的正弦波狀的電流，實現從零速度附近的極低速域的無 傳感器驅動。由此，可以實現從低速域的理想的驅動，所以可以降低 因旋轉脈動而引起的振動、降低噪音、改善效率、縮短起動時間。另 外，由于方式本身筒單，所以對專用IC化的情況是非常有效的。


圖l是第一實施方式的電機驅動系統的結構的框圖。
圖2是逆變器輸出電壓的開關狀態的矢量圖。
圖3是轉子位置(相位)9d與電壓矢量的關系的矢量圖。
圖4是施加了電壓矢量V (1， 0， 1)的狀態的永磁體電機與假 想中性點電路的關系的概念圖。
圖5是施加了電壓矢量V (0， 0， 1)的狀態的永磁體電機與假 想中性點電路的關系的概念圖。
圖6是第一實施方式中的使用了三角波載波的實際的脈沖寬度 的調制的狀況、此時的電壓矢量、以及中性點電位的變化的狀況的圖。
圖7是在維持了圖6的開關模式的狀態下，使轉子位置變化一個 周期，并測量各矢量上的中性點電位而得到的結果。
圖8是第一實施方式的位置推測器的結構的框圖。
圖9是第二實施方式的位置推測器的結構的框圖。
圖10是第三實施方式的控制器的結構的框圖。
9圖11是第三實施方式中為了檢測中性點電位而有意地插入的電 壓矢量的矢量圖。
圖12A是第三實施方式中的使用了三角波載波的實際的脈沖寬 度的調制的狀況、此時的電壓矢量、以及中性點電位的變化的狀況的 圖。
圖12B是第三實施方式中的使用了三角波載波的實際的脈沖寬 度的調制的狀況、此時的電壓矢量、以及中性點電位的變化的狀況的 圖。
圖13是第四實施方式的位置推測器的結構的框圖。
圖14是第四實施方式的使用了三角波載波的實際的脈沖寬度的
調制的狀況、此時的電壓矢量、以及中性點電位的變化的狀況的圖。 圖15是關于第五實施方式5的采樣/保持電路中的感應電壓的采
樣定時的概念圖。
圖16是第六實施方式的永磁體電機的d軸(存在永磁體的磁通
軸)的磁特性的圖。
圖17是第六實施方式的I臚發生器的結構的框圖。
圖18是第七實施方式的位置推測器的結構的框圖。
圖19是第七實施方式的另一個位置推測器的結構的框圖。
圖20是第八實施方式的電機驅動系統的結構的框圖。
圖21是第九實施方式的永磁體電機的驅動系統的實際狀態圖。
圖22是將IqA發生器、控制器、逆變器單片化而實現的永磁體
電機的驅動系統的實際形態圖。
(附圖標記"^兌明)
1: IqA發生器；2:控制器；3:逆變器；4:永磁體電機；5: Id* 發生器；6-1、 6-2:減法器；6-3:加法器；7: d軸電流控制器； 8: q軸電流控制器；9: dq逆變換器；10: PWM發生器；11:電流 再現器；12: dq變換器；13:中性點電位放大器；14:采樣/保持電 路；15、 15B、 15C、 15E、 15F:位置推測器；16:速度運算器；17:檢測矢量插入器；18:無感應電壓傳感器控制器；19:開關；31:直 流電源；32:逆變器主電路；33:輸出預驅動器；34:假想中性點電 路；35:單支路(ONE SHUNT)電流檢測器；51: 1(1*設定器；52: Id強制指令發生器；151、 151E:基準電平發生器；152:比較器；153: 邊沿計數器；154:開關；155:第一存儲器；156:第二存儲器；155 -2:第三存儲器；156-2:第四存儲器；155-3:第五存儲器；156 -3:第六存儲器；157:位置推測器；158、 158-2:中性點電位變 動數據存儲器
具體實施例方式
以下，使用附圖對本發明的實施方式進行說明。 (第一實施方式)
圖l是本發明的第一實施方式的電機驅動系統的結構的框圖。
該電機驅動系統的目的在于驅動永磁體電機(三相同步電動機) 4。如果大致區分的話，該電機驅動系統包括IqA發生器1、控制器 2、包括逆變器主電路32和單支路電流檢測器35的逆變器3、以及作 為驅動對象的永;茲體電才幾4。
IqA發生器1是發生與電動機的扭矩相當的電流指令^*的電路。 該lqA發生器l是處于控制器2的上位的控制器。通常構成為， 一邊 觀測實際速度co， 一邊發生所需的電流指令Iq*，以使永磁體電機4 的轉速成為規定速度。IqA發生器的輸出即電流指令Iq^皮輸出給控制 器2中的減法器6-2。
控制器2以使永磁體電機4發生與電流指令Iq^目當的扭矩的方 式進行工作。該控制器2由I(F發生器(d軸電流指令發生器)5、減 法器6-1、減法器6-2、 d軸電流控制器(IdACR) 7、 q軸電流控 制器(IqACR)8、 dq逆變換器9、 PWM發生器IO、電流再現器11、 dq變換器12、中性點電位放大器13、采樣/保持電路14、位置推測器 15、速度運算器16構成。
逆變器3除了既述的逆變器主電路32、單支路電流檢測器35以與根據逆變 器主電路32的輸出所導出并再現的dq變換器12的輸出Id的誤差的 減法器。為了填補該誤差(使誤差為0),減法器6-l將運算結果輸 出給d軸電流控制器7。另一方面，減法器6-2是求IqA發生器1的 輸出即電流指令"*與根據逆變器主電路32的輸出導出并再現的dq 變換器12的輸出Iq的誤差的減法器。為了填補該誤差(使誤差為0)， 減法器6-2將運算結果輸出給q軸電流控制器8。d軸電流控制器(IdACR) 7是根據減法器6-1的電流偏差來 計算dq坐標軸上的電壓指令V(P的電路。另一方面，q軸電流控制 器(IdACR) 8是根據減法器6-2的電流偏差來計算dq坐標軸上的 電壓指令丫9*的電路。d軸電流控制器7的輸出即電壓指令VW以及 q軸電流控制器8的輸出被輸出給dq逆變換器9。dq逆變換器9是在三相交流坐標上變換dq坐標(磁通軸-磁通 軸正交軸)系的電壓指令Vd、 丫9*的電路。dq逆變換器9將輸入的 電壓指令Vd*、 Vq^乂及位置推測器15的輸出0dc變換為三相交流坐 標系的控制信號(三相交流電壓指令)Vu*、 Vv*、 Vw*。 dq逆變換 器9對PWN發生器10輸出變換結果。PWM發生器10是用于輸出用于控制輸出預驅動器33的PWM (Pulse Width Modulation,脈沖寬度調制)信號的電路。PWM發生 器IO根據三相交流電壓指令Vu*、 Vv*、 VwM吏逆變器主電路32導 通/關斷。另外，其輸出被輸入給輸出預驅動器33和采樣/保持電路14。電流再現器11是接收從逆變器主電路32向單支路電流檢測器 35的輸出即IO信號并再現U相、V相、W相的各電流的電路。再現 的各相的電流(Iuc、 Ivc、 Iwc)被輸出給dq變換器12。dq變換器12是將電機的相電流的再現值即Iuc、 Ivc、 Iwc變換 為旋轉坐標軸即dq坐標上的Id、 Iq的電路。該變換的Id以及Iq在減法器6中用于與電流指令IcP以及電流指令"*的偏差計算。中性點電位放大器13是對假想中性點電路34的輸出即假想中性點電位Vnc與永/磁體電機4的三相繞組連接點電位Vn之差(以后稱為中性點電位Vn0 )進行檢測并放大的電路。該中性點電位放大器13的放大結果被輸入給采樣/保持電路14。采樣/保持電路14是用于對中性點電位放大器13的模擬信號輸出進行釆樣量化(采樣)的A - D變換器。采樣/保持電路14與PWM發生器10的輸出即PWM脈沖同步地對該Vn0進行采樣。采樣/保持電路14將該采樣的結果(Vn0h )作為數字信號輸出給位置推測器15。 位置推測器15是根據由采樣/保持電路14采樣的中性點電位來推測運算永磁體電機4的轉子位置(相位角)ea的電路。該推測結果輸出給速度運算器16以及dq變換器12。速度運算器16是根據轉子位置的推測值0dc計算永磁體電機的旋轉速度的電路。該推測的旋轉速度col被輸出給Iq+發生器1，用于與磁通軸正交的軸的控制。直流電源31是向逆變器3供給電流的直流電源。 逆變器主電路32是由六個開關元件Sup ~ Swn構成的逆變器電路。輸出預驅動器33是對逆變器主電路32進行直接驅動的驅動器。 假想中性點電路34是針對逆變器主電路32的輸出電壓生成假想中性點電位的電路。單支路電流檢測器35是對向逆變器主電路32的供給電流10進行檢測的電流檢測器。接下來，對該電機驅動系統的基本動作進行說明。 本發明以作為對交流電機即同步電動機的扭矩進行線性化的措施而 一般公知的矢量控制技術為基礎。矢量控制技術的原理是在以電機的轉子位置為基準的旋轉坐標軸(dq坐標軸)上，獨立地控制對扭矩有貢獻的電流Iq和對》茲通有貢獻的電流Id的措施。圖1中的d軸電流控制器7、 q軸電流控制器138、 dq逆變換器9、 dq變換器12等是用于實現該矢量控制技術的主 要部分。在圖l的電機驅動系統中，在19*發生器1中，計算出與扭矩電 流相當的電流指令Iq* ，并以使電流指令IqA與永磁體電機4的實際的 扭矩電流Iq —致的方式進行電流控制。如果是非突極型的永磁體電機，則電流指令1(1*通常被賦予"零"。 另一方面，在突極結構的永磁體電機、以及弱激磁控制中，作為電流 指令1(1*也有提供負的指令的情況。另外，在永磁體電機的電流檢測中，優選對從逆變器向永磁體電 機供給的相電流進行直接檢測，但在小型永磁體電機的電流檢測中， 采用檢測直流電流，并在控制器內部進行相電流的再現運算的措施的 情況較多。關于此時的根據直流電流10對相電流進行再現運算的措施 存在公知的技術、并且并非本發明的主要部分，所以省略。接下來，對作為本發明的特征部分的中性點電位放大器13、釆 樣/保持電流14、位置推測器15的工作原理進行說明。永磁體電機4的中性點電位Vn0因電機的轉子位置的影響而發 生變化。本發明的基礎原理在于應用這一原理，根據中性點電位的變 化逆向地推測轉子位置。首先，對中性點電位變化的原理進行說明。逆變器3的各相的輸出電位必然是逆變器主電路32的上側開關 或下側開關中的某一個導通，而另一個斷開的狀態。因此，逆變器3 的輸出電壓一共有8個開關模式。圖2是逆變器輸出電壓的開關狀態的矢量圖。另一方面，圖3是轉子位置(相位)ed與電壓矢量的關系的矢量圖。對各矢量附加如V(l, 0， O)那樣的名稱。在該矢量表示的記 載方法中，對于各參數，將上側開關導通的狀態表現為"l"，將下側 開關導通的狀態表現為"0"。另外，括號內的數字排列按"U相，V相， W相，，的順序表示開關狀態。逆變器輸出電壓可以表現為包括兩個零 矢量在內的八個矢量。利用這些組合，向永磁體電機4供給正弦波狀的電流。將永磁體電機4的轉子位置的基準作為U相方向，如圖3所示 定義轉子位置(相位)ed。在作為旋轉坐標的dq坐標軸中，d軸方 向與磁體①m的方向一致，繞逆時針旋轉。在ed = 0度附近，感應電壓Em為圖3所示的q軸方向。在該 條件下，主要使用電壓矢量V(l， 0， l)以及V(O， 0， l)來驅動 永》茲體電機4。圖4是表示施加了電壓矢量V (1， 0， 1)的狀態下的永磁體電 機4與假想中性點電路34的關系的概念圖。另一方面，圖5是表示 施加了電壓矢量V(O, 0， 1)的狀態下的永磁體電機4與假想中性 點電路34的關系的概念圖?？梢园凑赵诟鲌D的下面示出的公式計算中性點電位Vn0。在上述各公式中，如果三相的各自的繞組電感(Lu， Lv, Lw) 全都相等，則中性點電位Vn0只是"零"。但是，實際的永磁體電機受 到轉子的永磁體磁通的影響，在電感方面會產生不少差異。中性點電 位會;f艮據該電感的差異而變動。圖6是本實施方式中的使用了三角波載波的實際的脈沖寬度的 調制的狀況、此時的電壓矢量、以及中性點電位的變化的狀況的圖。 此處，三角波載波信號是指成為用于將三相電壓指令Vu*、 Vv*、 Vw* 的"大小，，變換為脈沖寬度的基準的信號，可以通過對該三角波載波與 Vu*、 Vv*、 Vw頭的大小關系進行比較，產生PWM脈沖。從圖6(a) 中可知，在各電壓指令Vu*、 Vv*、 VwA與三角波載波的大小關系發 生變化的點上，同圖(b)的PWM脈沖的上升沿/下降沿發生變化的 狀況。從該圖還可知，中性點電位Vn0根據PWM脈沖的狀態而變化。 因此，重要的是，與驅動永》茲體電機4時的PWM脈沖信號同步地檢測中性點電位。另外，可知在零矢量(V (0, 0, 0)以及V (1， 1， 1))以外的矢量、即逆變器的三相的輸出電位中的至少一相的電位與其他相不15同的開關狀態時，中性點電位的變化大。此處，所謂"在至少一相的
電位與其他相不同的開關狀態時"是，在圖6中，由于(b)PWM脈 沖的PVu、 PVv、 PVw的上升沿的定時不同而產生的。
該三相中的一相的輸出電位不同的狀態是如果進行通常的正弦 波狀的PWM動作則必須插入的期間，本發明的特征在于估計該期間 來檢測中性點電位。
圖7是在維持了圖6的開關模式的狀態下，使轉子位置變化一個 周期，并測量相應的矢量中的中性點電位而得到的結果的圖。
可知在施加V (1， 0, 1)和V (0， 0, 1)的電壓矢量時，依賴 于轉子位置ed,中性點電位Vn0的變化很大。因此，如果在零矢量 以外的矢量(即、成為逆變器的三相的輸出電位中的至少一相的電位 與其他相不同的開關狀態的矢量)下檢測中性點電位，則能夠得到轉 子位置信息，而可以推測位置。
可以如下說明該現象。
通過將非零的電壓矢量施加給永磁體電機4，在電機的相電流中 發生過渡電流。該過渡電流在穩定狀態下就是"電流波紋"。
電流波紋的發生量受電機的電感的大小所支配，但該電感是根據 轉子的位置而變化的。因此，根據轉子的位置而發生的電感的變動因 施加非零的電壓矢量而顯著化，而作為中性點的變動被觀測到。
接下來，對作為本發明的特征的動作進行具體說明。
在圖1中，中性點電位放大器13是用于提高中性點電位的靈敏 度的放大器。由采樣/保持電流14與PWM脈沖同步地對該信號進行 采樣。根據該采樣的中性點電位Vn0h，位置推測器15進行位置的檢 測。圖8是位置推測器15的結構的框圖。
位置推測器15由基準電平發生器151、比較器152、邊沿計數器 153構成。
基準電平發生器151設定切換相位的基準電平Vh。 比較器152是將基準電平發生器151輸出的基準電平Vh與中性 點電位VnOh進行比較，以High/Low的方式輸出比較結果的比較器。
16邊沿計數器153是在比較器152的輸出即比較結果發生變化的定 時(邊沿)將計數值加1的計數器。該輸出即為位置推測值edc。
現在，考慮轉子位置ed處于零附近的情況。此時，設例如以電
壓矢量V(l， 0， 1)進行中性點電位的采樣。于是，中性點電位如
圖7所示隨轉子位置ea的增加而向負側減小。此時，如果恰當地設
定了基準電平Vh，就可以檢測出轉子位置0d超過了 30度。
由此，可以在比較器152的輸出即比較結果反轉的時刻，使控制 內部的相位即邊沿計數器153的計數值即位置推測值edc遞增，轉移
到下一個電壓矢量模式。
這樣，通過觀測中性點電位，并繼續與基準值的比較，可以使轉 子位置ed與控制內部的位置推測值edc—致。結果，可以以無傳感
器的方式導出永磁體電機4的轉子的位置。
(第二實施方式)
接下來，對本發明的第二實施方式進行說明。
在第一實施方式中，設置基準電平Vh，將其與中性點電位VnOh 進行比較，當比較的結果超過規定值時更新相位。此時的基準電平 Vh是固定值。
如果基準電平Vh是固定值，則相位信息以電氣角表示的刻度為 60度，這對于要用理想的正弦波電流來驅動永磁體電機來說，分辨率 過低。第二實施方式的目的在于解決這一問題。
圖9是第二實施方式的位置推測器15B的結構的框圖。在本實 施方式中，代替第一實施方式的位置推測器15而使用位置推測器 15B。
位置推測器15B由開關154、第一存儲器155、第二存儲器156、 位置推測器157、中性點電位變動數據存儲器158構成。該位置推測 器15B使用施加兩個電壓矢量時的中性點電位的檢測值這二者。
開關154是用于切換兩個中性點電位的檢測值，并保存在第 一存 儲器155、第二存儲器156中的開關。
第一存儲器155與第二存儲器156是用于存儲所釆樣(量化、樣本化)的中性點電位Vn0h的值的存儲器。如上所述，在本發明中， 是用于記錄施加了兩個電壓矢量，相應的中性點電位Vn0h的存儲器。 此處，設存儲在第一存儲器中的中性點電位為Vn0h (1),設存儲器 第二存儲器中的中性點電位為Vn0h (2)。
中性點電位變動數據存儲器158是用于保存圖7的中性點電位的 變化特性作為中性點電位變動數據的存儲器。如果在±30度的范圍中 保持中性點電位變動數據，則可以利用N"稱,在所有相位區域中利 用。
相位推測器157將中性點電位Vn0h (1)以及中性點電位VnOh (2)與存儲在中性點電位變動數據存儲器158中的中性點電位變動
數據進行比較，推測計算當前的轉子位置ed。
如此，在第二實施方式中，通過使用兩個電壓矢量中的中性點電 位信息來連續得到位置信息。由此，電機驅動系統整體的,、可靠 性提高。
(第三實施方式)
接下來，對本發明的第三實施方式進行說明。
在第一和第二實施方式中，使用通常動作的PWM信號，并與該 PWM信號同步地檢測中性點電位，據此得到位置信息。如上所述， 中性點電位的變動依賴于永磁體電機4內部的磁回路特性。因此，根 據永磁體電機4的容量、轉速等規格，其特性大為不同。還要考慮根 據電機結構而位置信息的檢測靈敏度不充分的情況。
本實施方式解決上述問題。在本實施方式中，有意地插入中性點 電位的檢測脈沖而產生等電位期插入采樣期間，并在該等電位期插入 采樣期間中的靈敏度高的條件下觀測中性點電位。
圖10是本實施方式的控制器2C的結構的框圖。在本實施方式 中，代替第一實施方式的控制器2而使用控制器2C。
在控制器2C中，與控制器2不同之處在于，在PWM發生器IO 之后、并且在作為PWM信號輸出之前插入了檢測矢量插入器17。另 外，與第一實施方式不同之處在于，該矢量插入器17還向采樣/保持電路14輸出。
檢測矢量插入器17是用于對PWM發生器10的輸出加上檢測矢 量的電路。
圖11 U) 、 (b)是本實施方式的用于檢測中性點電位而有意 地插入的矢量的矢量圖。
假設轉子位置ed在士30度的范圍。此時的磁體磁通①m處于與 電壓矢量V (1， 0， 0)大致相同的方向。因此，當如圖11 (a)所示 將V (1， 0， 0)施加給永磁體電機4時，由于電流而發生與磁體磁 通相同方向的磁通。即，磁體磁通與由于電流而產生的磁通協調作用， 磁飽和狀態被增強。將這種有意地插入中性點電位的檢測脈沖的期間 稱為"中性點電位檢測專用期間"。
同樣地，在逆向的電壓矢量V(O, 1， l)處，為使磁飽和極端 地緩和的方向。即，如果在存在磁體磁通的方向上施加中性點電位檢 測用的電壓矢量來檢測中性點電位，則該中性點電位的變動變大，位 置檢測靈敏度提高。
另外，可以根據以何種程度的期間插入該檢測用電壓電平，來調 節檢測靈敏度。即，如果長時間插入，則電流變化相應地變大，中性 點電位的變動也變大，所以易于調整靈敏度。
圖12A是第三實施方式中的使用了三角波載波的實際的脈沖寬 度的調制的狀況、此時的電壓矢量、以及中性點電位的變化的狀況的 圖。與圖6同樣地，通過與三角波載波的比較，生成PWM脈沖。之 后，觀察同圖(b)的PWM脈沖的PVu可知，在零矢量期間(三角 波載波的上止點與下止點)，分別插入V(O， 1, 1) 、 V(l， 0， 0)。 通過調整其插入時間(等電位期插入釆樣期間)，進行靈敏度的調整。 如圖12A(d)所示，在新插入的電壓矢量期間，實際的中性點電位 的變動大。
另外，在本圖中，由四邊形包圍的電壓矢量所表示的期間是"中 性點電位檢測專用期間"。
另外，也可以如圖11 (b)所示，將V (1， 0， 1) 、 V (0， 1，
190)插入"中性點電位檢測專用期間"。轉子的磁體磁通由于沿逆時針 旋轉，所以接近電壓矢量V (1, 0， 1)。即，在V (1， 0， 1)上的 中性點電位的"變化"是最劇烈地變化的。在該"變化"中，如觀察圖7 中的ed-0度附近還可知，中性點電位在ed-330度時為+ 0.055V, 但在0d-3O度的時刻，朝著-0.053V，從正的值向負的值大幅變化。 因此，如果有意地插入該電壓矢量V(l， 0, 1)，并觀測該期間的 中性點位置，則易于觀測轉子的相位變化，例如通過使用比較器對過
零點進行比較，可以檢觀'jed化
如果插入了電壓矢量V (1， 0， 1),則會施加與本來在電動機
的驅動中所需的電壓不同的電壓，所以插入相反側的電壓矢量即v(o,
1， 0),而保持整體的電壓平衡。
圖12B示出對于圖11 (b)的波形的變化。
另外，電壓矢量v(i, o, i)在ed-士30度的期間，是與本來 所需的電壓相同的矢量，所以即使擴大本來所需的輸出期間，用相反
方向的矢量即V(O， 1， 0)來校正該擴大的部分也沒有問題。
另一方面，在圖12A、圖12B的條件下，存在開關次數增加的 相(在圖12中，U相的脈沖(PVu)的開關次數增加了 )。這是因為， 由于有意地插入中性點電位檢測用的電壓矢量，所以開關次數增加。 因此，通過插入零矢量(V (1， 1， 1) 、 V (0， 0， 0))的期間， 極力抑制了開關次數的增加。在推測位置時，對該插入電壓矢量期間 中的中性點電位進行釆樣，與第一實施方式以及第二實施方式同樣地 進行位置推測即可。
另外，作為PWM開關方式，如果導入使三相中的一相向正側或 負側飽和的方式(二相開關)，則可以抑制開關次數。
利用本實施方式，由于位置推測的靈敏度調整的幅度擴大，所以 本發明可以應用于各種特性的永磁體電機。 (第四實施方式)
接下來，對本發明的第四實施方式進行說明。
在第三實施方式中，僅將U相作為電壓矢量施加的對象。與此
20，可以進行靈敏度更高的位置檢測。
圖13是示出第四實施方式的位置推測器15C的結構的框圖。在 本實施方式中，代替第三實施方式的位置推測器15而使用位置推測 器15C。
該位置推測器15C與位置推測器15B的不同點在于存儲器包 括針對各相的三組(第一存儲器155、第二存儲器156、第三存儲器 155-2、第四存儲器156-2、第五存儲器155-3、第六存儲器156 -3)存儲器；以及中性點電位變動數據存儲器158-2對應于三相。 另外，伴隨存儲器組的增加，開關154-2的切換對象增加。
圖14是第四實施方式中的使用了三角波載波的實際的脈沖寬度 的調制的狀況、此時的電壓矢量、以及中性點電位的變化的狀況的圖。 與第三實施方式不同，在第四實施方式中，不僅對(b)PWM脈沖的 PVu，而且對PVv、 PVw也插入了 V (1， 0， 1) 、 V (0， 1， 0)或 V ( 1， 1， 0) 、 V (0， 0， 1)。
其中，在對各個相同時輸入插入電壓時，各插入電壓相互抵消。 為了防止該現象，使插入的期間在零矢量期間的附近的前后偏移。
另外，在該圖中，用四邊形包圍電壓矢量標記來表現"中性點電 位檢測專用期間"。
由此，可以觀測所有電壓矢量施加時的電位變動，本發明可以應
用于更多種特性的永磁體電機。
(第五實施方式)
接下來，對本發明的第五實施方式進行說明。
圖15是涉及采樣/保持電路14的感應電壓的采樣定時的概念圖。 如上所述，本發明的原理在于檢測中性點電位。在PWM脈沖是如圖 15的(i)那樣描繪矩形的脈沖時，沒有問題。但是，在施加了電壓 矢量時，伴隨過渡現象，實際的中性點電位如圖15的(ii)那樣描繪 平滑的曲線。
在使用第一實施方式以及第二實施方式那樣的不使用插入電壓的通常的PWM波形的情況下，仍然有在載波頻率高的情況等施加脈 沖短的條件。在這樣的情況下，還考慮當如同圖(a)所示在上升沿 之后立即進行采樣時，無法得到本來所需的電位而誤動作的情況。另 外，在第三實施方式中，為了減少波形的失真，也可以盡量縮短新插 入的電壓脈沖的期間。這樣，在電壓矢量的期間變短時，會發生與第 一實施方式同樣的問題。
因此，為了避免在過渡狀態下的中性點電位檢測，優選盡可能在 電壓矢量的后半段(脈沖的中點以后)，進行中性點電位的采樣(同 圖(b))。即，如果使用PWM脈沖的下降沿，來進行中性點電位 的采樣，則可以得到接近最終結果的電位。
由此，可以實現精度更高的無傳感器驅動。
(第六實施方式)
接下來，對本發明的第六實施方式進行說明。
如第三實施方式所述，中性點電位的變動量較強地依賴于電機的 磁回路特性。在第三實施方式中，插入了中性點電位觀測用的電壓矢 量，但有由于開關次數增加而逆變器主電路32等中的損失增大的憂 慮。本實施方式以防止該損失增大為目的。
圖16是永磁體電機的d軸(存在永磁體的磁通軸)的磁特性。
在d軸的電流Id為零的狀態下，存在磁體磁通①m。如果在d 軸正方向上流過電流，則磁飽和增強，其結果，電感減小。此處的電 感是d①/dl。另外，如果d軸負方向上流過電流，則電感增大。
因此，在負方向上流過d軸電流時，電感的變化(減小)變大， 中性點電位的變動進一步變大。即，能夠高靈敏度地得到轉子位置信 息。
圖17是第六實施方式的1(1*發生器5D的結構的框圖。在本實施 方式中，代替第一實施方式1(1*發生器5而使用該1(1*發生器5D。在 該1(1*發生器5D中，由與第一實施方式的1(1*發生器5相當的IdH殳 定器51、 Id強制指令發生器52、加法器6-3構成。
IW設定器51輸出用于輸出上述圖16的磁體磁通①m的"零"。另一方面，Id強制指令發生器52是使Id向正側流過的電路。通過加 法器6-3合成該兩個電路的輸出并作為電流指令IW輸出給減法器6 - 1。
利用該動作，進一步加強了/P茲通軸的d軸方向的》茲飽和，可以增 大中性點電位的變動量。
另外，本實施方式與第三實施方式的分開使用。
在本實施方式中，強制地流過本來不需要的d軸電流。因此，功 耗與該電流的部分相應地增大，電機的效率低。另一方面，由于無需 如第三實施方式那樣增加開關次數，所以不會產生逆變器的損失(開 關損失)。
考慮上述情況，優選將兩者分開使用。 (第七實施方式)
接下來，對本發明的第七實施方式進行說明。
圖18是本實施方式的位置推測器15E的結構的框圖。該位置推 測器15E是將圖8所示的位置推測器15改良而得到的。另一方面， 圖19是另一個位置推測器15F的結構的框圖。它是將圖9所示的位 置推測器15B改良而得到的。位置推測器15E、位置推測器15F都被 添加了電機切換開關(圖18中的159，圖19中的159-1、 159-2)。 本實施方式的特征在于該電機切換開關。
如上所述，在本發明中，根據永磁體電機4的中性點電位的變動 量，檢測轉子位置。因此，需要預先測量中性點電位與轉子相位的關 系。
另一方面，中性點電位與轉子相位的相關較大地依賴于電機的磁 回路特性。因此，在電機的規格變更時等，需要進行再次測量。
因此，設置電機切換開關，在實際運轉前進行基準電平發生器(圖 18的151E)的調整、以及中性點電位變動數據存儲器(圖19的158F) 內的中性點電位變動數據的設定。
具體而言，在進行設定時，將相應的模式切換開關切換到"0" 側，以開環方式對永磁體電機進行驅動(使轉數成為恒定，進行正反饋驅動)。此時，改寫中性點電位的變動數據、以及基準電平。在生 成數據之后，將模式切換開關設定為"1"側，轉移到通常的控制。
即，與圖8所示的位置推測器15、圖9所示的位置推測器15B相同 的動作。
這樣，通過本實施方式，可以實現與電機對應的基準電平的設定、 或者中性點電位變動數據的自動生成，工作效率提高。 (第八實施方式) 接下來，對本發明的第八實施方式進行說明。
本發明是利用了中性點電位的變動的無位置傳感器方式。但是， 當前永磁體電機的無傳感器驅動方式的主流是利用與旋轉伴隨地發 生的感應電壓的方法。該方式難以進行極低速域中的推測位置，而本 發明的方法則更加有效。另一方面，在利用感應電壓的方法中，具有 可以根據瞬時的電壓、電流來進行轉子位置的推測這樣的優點，高速 域中的性能有時呈現比本發明的方法更優良的特性。
因此，優選根據旋轉速度來切換使用使用了感應電壓的無傳感器 方式、和本發明的中性點電位利用方式的作法能夠達成系統整體的最 優化。
圖20是該第八實施方式的電機驅動系統的結構的框圖。在圖20 中，追加了無感應電壓傳感器控制器18以及開關19。根據旋轉速度 切換無感應電壓傳感器控制器18和本發明的控制器2，據此可以實現 完成度高的電才幾驅動系統。 (第九實施方式)
最后，對本發明的第九實施方式進行說明。
圖21是本實施方式的永磁體電機的驅動系統的實際狀態圖。在 該圖中利用一個集成電路實現了 IqA發生器1與控制器2，利用從此 輸出的PWM脈沖波形，來驅動逆變器3。
在逆變器3中，逆變器主電路32與輸出預驅動器33 —體化(單 封裝化)，而實現了小型化。通過將控制器2進行通用LSI化，還可 適用于各種用途/容量。
24圖22是將^*發生器1、控制器2、逆變器3單片化而實現的永 磁體電機的驅動系統的實際形態圖。在本實施方式中，具有如下優點 當永磁體電機4與電源連接時，可以實現永磁體電才幾4的可變驅動， 在驅動小型電動機的情況下，可以將系統整體小型化。
另外，在將控制部分進行了集成電路化的情況下，可以使運算速 度為幾~幾十ns以下的高速運算。在本發明的各實施方式中，都無 需復雜的運算，可以實現從低速開始的無傳感器驅動而不會大幅增加 門數。如果將微控制器、DSP用于控制，則難以實現運算處理速度的 高速化；但通過使控制部為專用的集成電路，則能夠大幅改善該問題， 本發明的效果變得顯著。
以上，根據實施方式具體說明了由本發明者完成的發明，但本發 明不限于上述實施方式，當然可以在不脫離其要旨的范圍內進行各種 變更。
舉一個例子。本發明的特征在于，對永磁體電才幾4的三相繞組連 接點電位Vn進行檢測。在上述說明中，根據中性點電位的檢測的容 易度，為了生成基準電位而導入假想中性點34，導出其與三相繞組連 接點電位Vn之差。但是，如果可以檢測永磁體電機4的三相繞組的 連接點電位，則基準電位不論在哪里都沒有問題。例如，既可以以對 直流電源31進行等分壓而得到的電壓為基準，也可以以直流電源的 地為基準準電位。在該情況下，通過減去偏移量，得到相同的結果。
產業上的可利用性
如上所述，本發明是用于構筑無傳感器的電機驅動系統的技術。 對于該電機的應用范圍，可以用于硬盤驅動器的驅動、以及空調設備、 光盤驅動器、主軸電機、風扇、泵、壓縮機等的旋轉速度控制。
權利要求
1.一種同步電動機的驅動系統，具有逆變器，輸出正弦波狀的交流電壓；三相同步電動機，與所述逆變器連接；以及控制器，對所述三相同步電動機的中性點電位進行檢測并根據檢測結果對所述逆變器輸出脈沖寬度調制信號來控制所述逆變器，其特征在于，所述控制器具有針對所述三相同步電動機的中性點電位，與所述脈沖寬度調制信號同步地導出采樣值的采樣/保持電路，根據所述采樣值，所述控制器推測所述三相同步電動機的轉子位置。
2. 根據權利要求1所述的同步電動機的驅動系統，其特征在于， 所述控制器設置使所述逆變器的三相輸出電位中的至少一相成為與其余的兩相的電位不同的期間，在該期間，所述采樣/保持電路對所述中性點電位進行采樣并導 出采樣值。
3. 根據權利要求1所述的同步電動機的驅動系統，其特征在于， 所述控制器設置兩個或多于兩個的使所述逆變器的三相輸出電位中的至少一相成為與其余的兩相的電位不同的期間，在該期間，所述采樣/保持電路對所述中性點電位進行采樣并導 出采樣值。
4. 根據權利要求2所述的同步電動機的驅動系統，其特征在于， 在所述逆變器的三相的輸出電位全部相等的期間，插入至少一相成為與其余的兩相的電位不同的期間、即中性點電位檢測專用期間，所述采樣/保持電路還在所述中性點電位檢測專用期間進行所述中性 點電位的采樣。
5. 根據權利要求4所述的同步電動機的驅動系統，其特征在于， 所述脈沖寬度調制信號是根據三角波載波信號與施加于所述三相同步電動機的交流電壓指令的比較而生成的，在所述三角波載波信號的上止點、下止點的前后，所述釆樣/保 持電路對所述中性點電位進行采樣。
6. 根據權利要求1所述的同步電動機的驅動系統，其特征在于， 在所述采樣/保持電路對所述至少一相成為與其余的兩相的電位不同的期間的上述中性點電位進行采樣/保持時，對于保持所述中性點 的定時，采用在比所述至少一相成為與其余的兩相的電位不同的期間 的中點時間靠后的后半段的期間進行保持。
7. 根據權利要求1所述的同步電動機的驅動系統，其特征在于， 所述驅動系統形成在相同的半導體基板上。
8. —種同步電動機的驅動系統，其特征在于，具有逆變器， 輸出正弦波狀的交流電壓；三相同步電動機，與所述逆變器連接；以 及控制器，對所述三相同步電動機的中性點電位進行檢測并根據檢測 結果對所述逆變器輸出脈沖寬度調制信號來控制所述逆變器。
9. 根據權利要求8所述的同步電動機的驅動系統，其特征在于， 所述控制器具有d軸電流控制器，根據輸入的d軸電流指令輸出d軸電壓指令；以及d軸電流指令發生器，向所述d軸電流控制器 提供電流指令，其中，所述d軸電流指令發生器根據轉子位置的推測相位對所述 電流指令提供勵磁電流。
10. 根據權利要求8所迷的同步電動機的驅動系統，其特征在于， 所述控制器具有位置推測器以及存儲器，在以開環方式驅動所述三相同步電動機期間，所述位置推測器在所述存儲器中記錄所述三相 同步電動機的中性點電位。
11. 根據權利要求8所述的同步電動機的驅動系統，其特征在于， 所述驅動系統形成在相同的半導體基板上。
12. —種同步電動機的驅動系統，具備逆變器，輸出正弦波狀 的交流電壓；三相同步電動機，與所述逆變器連接；第一控制器，對 所述三相同步電動機的中性點電位進行檢測并根據該檢測結果輸出 針對所述逆變器的脈沖寬度調制信號來控制所述逆變器；第二控制 器，具有檢測或推測所述三相同步電動機的感應電壓的單元，根據該 檢測值或推測值輸出針對所述逆變器的脈沖寬度調制信號來控制所述逆變器；以及切換單元，對所述第一控制器的輸出和所述第二控制 器的輸出進行切換并輸出給所述逆變器，其特征在于，利用所述切換單元進行切換，當所述三相同步電動機的轉速小于 規定的閾值時，將所述第一控制器的輸出輸出給所述逆變器，而當所 述三相同步電動機的轉速大于等于規定的閾值時，將所述第二控制器 的輸出輸出給所述逆變器。
13.根據權利要求12所述的同步電動機的驅動系統，其特征在于，所述驅動系統形成在相同的半導體基板上。
全文摘要
本發明提供一種可以通過理想的正弦波狀的電流來驅動永磁體電機，并且可以實現從零速度附近的極低速度域的驅動的無位置傳感器驅動方式。在本發明中，與逆變器的PWM波形同步地檢測永磁體電機(4)的中性點電位。根據該中性點電位的變動，推測永磁體電機(4)的轉子位置。由于中性點電位根據各個永磁體電機的磁回路特性而變動，所以可以實現與有無永磁體電機的突極性等無關的檢測位置。
文檔編號H02P27/06GK101677223SQ200910168058
公開日2010年3月24日 申請日期2009年8月19日 優先權日2008年9月17日
發明者巖路善尚, 鴻上康彥, 黒澤稔 申請人:株式會社瑞薩科技