專利名稱：用于開關轉換器的主動電磁干擾減小的系統和方法
用于開關轉換器的主動電磁干擾減小的系統和方法相關申請的交叉引用本申請要求2011年4月15日提交的美國臨時申請S/N 61/475，898的權益，該申請的全部內容出于所有意圖和目的通過引用結合于此。附圖
簡述參考以下描述以及附圖將能更好地理解本發明的益處、特征以及優點，在附圖中圖I是包含寄生環的傳統降壓式轉換器的簡化示意圖；圖2是根據本發明一個實施例實現的包括用于減少開關振鈴(ringing)和EMI的附加組件的轉換器的示意圖； 圖3是描繪基于開關S1-S3的狀態的相應工作模式下圖2的轉換器的一組示意電路圖；圖4是示出圖2的轉換器的開關S1-S3的操作的一組三個時序圖；圖5是示出在圖4的同一時間周期內圖2的轉換器的操作的電流和電壓的一對時序圖；圖6是示出對于圖I的傳統降壓式轉換器的SI、S2的開關電壓和VS2的時序圖；圖7是示出在開關操作過程中圖2的轉換器的SI的柵極-源極電壓(Gl)和電壓VSU VS2的時序圖；以及圖8是配置有包括根據本發明一個實施例實現的轉換器的電源的計算機系統的簡化框圖，所述轉換器例如是根據圖2的轉換器。
具體實施例方式給出以下描述以使本領域技術人員能在特定應用及其需求的背景下作出和利用所提供的本發明。然而，優選實施例的多種修改對本領域技術人員將會是明顯的，而且可將本文所限定的一般原理應用于其它實施例。因此，本發明不旨在局限于本文中示出和描述的特定實施例，而應給予與本文中披露的原理和新穎特征一致的最寬范圍。包括根據其中將較大輸入電壓VIN轉換成較小輸出電壓VOUT的降壓式轉換器的降壓式配置實現的那些開關轉換器天生具有可能在開關節點造成大量振鈴的寄生環。振鈴可進一步產生不理想的電磁干擾(EMI)。EMI可被輻射至內部或外部電路或甚至附近的電子裝備，這可能造成該電子器件或其它電子器件或裝備的錯誤操作或甚至故障。本文描述的轉換器可用于靈敏的電子器件內，例如儀器電子器件或醫療設備等。要求盡可能地最小化或甚至消除EMI。圖I是包含由環形箭頭表示的寄生環102的傳統降壓式轉換器100的簡化示意圖。轉換器包括提供輸入電壓VIN的輸入電壓源202、電子功率開關SI和S2、輸出電感器L0、輸出電容器CO和由負載電阻器RL表征的輸出負載。開關SI、S2 I禹合在一起并I禹合于輸出電感器LI作為相節點PH。元件LP1、LP2和LP3是寄生電感而非物理電感器并因此用虛線表示。元件CP表示開關S2的寄生電容而非物理電容器并因此用虛線表示。CP表征電子功率開關S2的漏極-源極、漏極-柵極和柵極-源極電容的效果。還示出了輸入電壓的去耦電容器⑶。寄生元件連同電容器⑶形成寄生環102。在傳統轉換器100中，SI是被激活或導通以將相節點PH耦合至VIN的“上端”電子開關，隨后上端開關SI被截止而“下端”開關S2被導通以使相節點PH耦合至GND (地)。當根據PWM控制發起一新的周期時，下端開關S2截止且隨后上端開關SI再次導通，且操作以這種方式反復以執行本領域內技術人員所知的電壓轉換。空載時間控制確保開關SI和S2兩者不會被同時導通，因此一個開關在另一開 關導通前截止，反之亦然。在開關過程中，寄生器件造成在104處的時序圖插圖中表示的振鈴。在開關過程中這種顯著的振鈴產生不理想的EMI。轉換器100的開關頻率可以是幾十或幾百千赫(kHz)或類似量，而振鈴可以是幾十或幾百兆赫(MHz)或類似量。這種振鈴可能被輻射至內部或外部電路或至附近的電子器件和裝備，這造成不理想的EMI。圖2是根據本發明一個實施例實現的包括用于減少開關振鈴和EMI的附加組件的轉換器200的示意圖。輸入電壓源202在輸入節點204上產生輸入電壓VIN。電感器LR耦合在節點204和節點206之間，用于產生電壓VSl，該電壓VSl進一步耦合于電子功率開關S3的源極和電子功率開關SI的漏極。S3的漏極耦合于電容器CR的一端，該電容器CR另一端耦合于例如接地點(GND)的基準節點。SI的源極耦合至相節點210，用于產生電壓VS2，該電壓VS2進一步耦合至輸出電感器LO的一端并耦合至另一電子功率開關S2的漏極。S2的源極耦合至GND。寄生電容器CP圖示為耦合在節點210和GND之間，該寄生電容器CP表征開關S2的寄生電容并用虛線表示。LO的另一端耦合至輸出節點212，在該輸出節點212形成輸出電壓V0UT，該輸出電壓VOUT進一步耦合至輸出電容器CO的一端并耦合至負載電阻器RL的一端。負載電阻器RL表征接收作為由轉換器200提供的源電壓的輸出電壓VOUT的任何類型負載。CO和RL的另一端耦合于GND。相比傳統配置，增加了器件LR、S3和CR。開關SI和S2是主要功率開關而S3是輔助的第三開關。控制器214將柵極控制信號G1、G2和G3分別提供給電子開關SI、S2和S3的柵極。電子開關SI、S2和S3(S1-S3)各自圖示為N型、金屬氧化物半導體、場效應晶體管(MOSFET)，盡管也可想到其它類型的開關或晶體管，例如P型M0SFET、其它類型的FET等以及其它類型的晶體管，比如雙極結型晶體管(BJT)或絕緣柵極雙極晶體管(IGBT)等。提供或以其它方式改型控制器214以控制開關S1-S3，以減少或以其它方式最小化開關振鈴和EMI發射。SI、S2的開關操作被修正,并如本文進一步描述的那樣引入開關S3、電感器LR和電容器CR以減少振鈴和EMI。在一個實施例中，控制器214根據脈寬調制(PWM)控制而操作。在一更具體配置中，控制器214包括誤差和比較器網絡216及開關控制器218。VOUT由誤差和比較器網絡216感測出，其中VOUT要么被直接提供要么經由反饋電路(未示出)提供，所述反饋電路提供相應的反饋電壓VFB。例如，反饋電路可實現為電阻分壓器等，用來將VOUT向下驅動至較低的電壓電平。誤差和比較器網絡216包括誤差放大器等(未示出)，它將VOUT或其測得版本與基準電平等比較以形成誤差或補償信號等。可引入補償網絡(未示出)以用于環控制等。可將誤差/補償信號提供給比較器網絡，該比較器網絡用來形成例如脈寬調制(PWM)信號之類的脈沖控制信號。如本領域內技術人員所能理解的那樣，PWM的占空比受到控制以調節VOUT的電壓電平。PWM和VS2被提供給開關控制器218，該開關控制器218基于PWM信號和VS2產生柵極控制信號Gl、G2和G3。在一個實施例中，轉換器200實現在功率模塊220上，其中除輸入電壓源202和負載RL外的幾乎所有組件、器件或元件被提供在功率模塊220上。在一些實施例中，輸出電容器CO或其一部分可被提供在功率模塊220上，或可從外部提供。控制器214可實現在集成電路(IC)等上，在一個實施例中該集成電路(IC)可納入到功率模塊220中。開關控制器218可包括柵極驅動器(未示出)，用于驅動Gl、G2和G3信號。對于IC配置，柵極驅動器可實現在IC上的開關控制器218中，用于較低電流配置。替代地，柵極驅動器在芯片外獨立實現，用于較高電流應用。開關S1-S3可納入到IC控制器上以用于較低電流應用，或可在外部耦合以用于較高電流應用。圖3是一組示意電路圖302、304、306和308，它們示出基于開關S1-S3分別由G1-G3信號控制的狀態處于相應工作模式下的轉換器200。電容CP以實線表不,盡管知道 它是寄生元件。電路圖302示出在PWM周期的功率部分期間SI和S2導通且S3截止時的轉換器200。電路圖304示出SI導通且S2、S3截止時的轉換器200。電路圖306示出SI、S3導通且S2截止時的轉換器200。電路圖308示出S2導通而S1、S3截止時的轉換器200。在每種情形下，當“閉合”或導通時，開關S1-S3中的每一個以短路代替，而當“斷開”或截止時，則以開路代替。當導通時，SI有效地將節點206、210耦合到一起，而當截止時，使節點206、210彼此隔離。當導通時，S2使電容器CP短路以從有效地將其從電路中移除,而當截止時,將CP重新放置在電路中。當導通時，S3將電容器CR置于電路中，如電路圖306所示。當截止時，S3如電路圖302、304所示有效地將電容器CR從電路中移除。然而，如電路圖308所示，開關S3的內部本體二極管303使電流流過LR以當開關S3截止時通過CR放電。輸出電感器LO被描述為提供電感器電流IO的電流源301。圖4是示出轉換器200的開關S1-S3的操作的一組三個時序圖。圖4中的第一時序圖在402、404和406分別繪出柵極驅動信號G1、G2和G3相對于時間的關系，并在408進一步用虛線表示PWM信號。圖4的第二時序圖在412、414和416分別繪出開關S1、S2和S3的相應漏極-源極電流(IDS)。圖4的第三時序圖在422、424和426分別繪出開關SI、S2和S3的相應漏極-源極電壓(VDS)。圖5是示出在圖4的同一時間周期內圖2的轉換器的操作的電流和電壓的一對時序圖，其中圖4和圖5被一起考慮。圖5的第一時序圖繪出通過電感器LR的電流ILR相對時間的關系，如502所示，并繪出通過電感器LO的電流IO相對時間的關系，如504所示。圖5的第二時序圖繪出跨電容器CR的電壓VCR相對于時間的關系，如506所示。PWM信號由控制器214形成或者在控制器214中，用來控制轉換器200的開關S1-S3的開關操作。如本領域內技術人員理解的那樣，PWM在第一和第二狀態之間反復。當PWM信號從第一狀態(例如低)變至第二狀態(例如高)時，新的功率周期被發起，且隨后PWM信號在周期的剩下部分回到第一狀態。SI、S2和S3的切換主要是基于PWM信號確定的。如圖3-5所示，在第一時間t0之前，遵照電路圖308，開關S2從之前的PWM周期開始導通，而SI和S3截止(S2導通，SI和S3截止)。在時間t0，開關SI響應于PWM變高而導通以發起一新周期，此時遵照電路圖302，SI導通而S2仍然導通但S3截止(SI和S2導通，S3截止)。在一種傳統配置中，遵照空載時間控制操作，SI和S2 —般不被同時導通。然而，對于轉換器200，通過從S2截止且S3導通的時候插入一空載時間周期而在S2和S3之間使用空載時間控制，并通過當SI截止且S2再次導通的時候插入另一空載時間周期而在SI和S2之間使用空載時間控制。當SI導通且同時S2導通時，節點206和210有效地耦合在一起并暫時耦合于GND。如圖5所示，在周期的功率部分期間，從輸入節點204開始，ILR相對快地上升至源極電流。在隨后的時間tl，電流ILR越過IO以使它們暫時相等，而開關S2在大約時間tl被截止以使轉換器200遵循電路圖304 (SI導通，S2和S3截止)。理想地，S2可僅當ILR變得等于IO時截止。然而，從實踐的觀點看，測量這些電流并以足夠的精確度作出這種判斷是困難的(或者需要花費更多成本)。相反，當ILR上升至高于IO時，節點210上的VS2變為正。注意在電路圖304中，當IO大于ILR時，電流通過電容CP從地面供源至節點210。這是由圖4的中間時序圖在414示出的S2的漏極-源極電流IDS，其中S2的IDS在時間t0之前和就在時間t0之后最初是小于零的。由于S2的IDS電流是從地面至CP供源的，因此VS2最初小于O。隨著S2的IDS上升并就在時間tl之前變為0V，VS2也上升并在將近同一時間變為OV并被檢測到變為正。因此，相節點210的電壓VS2被監測并且當其在這個周期部 分變為正時，開關S2截止。在當S2截止的tl開始一相對短的空載周期之后，S3在時間t2導通以使轉換器200遵循電路圖306 (SI、S3導通，S2截止)。S3在ZVS (零電壓切換)處導通。在隨后的時間t3，控制器214就在PWM信號變低后將SI截止，這指示周期的功率部分結束。在t3后的一短時間，S3在時間t4截止。理想地，當電流ILR變回為零時，即在大約時間t4，S3截止。在一個實施例中，電流傳感器等用來檢測在大約為零的電流ILR的電平，用以確定何時將S3截止。當VSl大約等于VIN時，ILR大約為零。在另一實施例中，電壓比較器等用來檢測VIN和VSl之間的電壓差，從而當電壓差大約為零時使S3截止。任一方法采用額外的器件或電路(例如電流傳感器或電壓比較器)以作出這個判斷。在另一實施例中，在SI截止后的一短時延之后，S3截止。從當SI截止的時間t3開始的另一相對短空載時間延時之后，S2在時間t5再次導通(遵循電路圖308)，并保持導通直到當SI如前所述地重新導通時的下一 PWM周期開始之后。從時間t5開始，遵循電路圖308，流過LR的電流ILR通過電容器CR被放電。如此，對于下一 PWM周期，開關SI取得具有最小振鈴的零電流切換。回顧圖2-5，開關S2、S3遵循零電壓切換被導通和截止，而SI遵循零電流切換被導通。圖6是示出SI (或Gl)的柵極-源極電壓的開關電壓和傳統降壓式轉換器100的VSU VS2的時序圖。在電壓信號上觀察到顯著的振鈴，這導致顯著輻射的EMI。圖7是示出在開關操作中對于轉換器200的Gl、VSU VS2的開關電壓的時序圖。相比于圖6所示的傳統配置，振鈴或振蕩的水平大量減小。圖8是一電子設備的簡化方框圖，例如配有包含轉換器200的電源802的計算機系統800。電源802形成供電電壓，該供電電壓包括由轉換器200形成的V0UT，用以向計算機系統800的其它系統器件供電。在圖示實施例中，計算機系統800包括處理器804和周邊系統806，它們均耦合以從電源802接收供電電壓。在所示實施例中，周邊系統806可包括系統存儲器808 (例如包括RAM和ROM型器件和存儲器控制器等的任意組合)、輸入/輸出(I/O)系統810的任意組合，所述I/O系統810可包括系統控制器等，例如圖形控制器、中斷控制器、鍵盤和鼠標控制器、系統存儲設備控制器(例如硬盤驅動器等的控制器)等。所示系統僅為示例性的，因為許多處理系統和支持設備如本領域內技術人員所知那樣可集成在處理器芯片上。雖然已參考本發明的某些優選版本 相當詳細地描述了本發明，但可構想其它可能的版本和變型。本領域普通技術人員應當理解的是，他們能容易地利用所公開的概念和特定實施例作為基礎設計或修改其它結構以提供本發明的相同目的，這不背離由所附權利要求限定的本發明的精神和范圍。
權利要求
1.一種用于轉換器的電磁干擾減少網絡，其中所述轉換器包括上端和下端功率開關，所述上端和下端功率開關具有在相節點耦合在一起并串聯地設置在輸入電壓節點和基準節點之間的電流端子，所述電磁干擾網絡包括 電感，所述電感在第一節點處耦合在所述輸入電壓節點和所述上端功率開關之間； 輔助功率開關，所述輔助功率開關具有耦合在所述第一節點和第二節點之間的電流端子； 電容，所述電容耦合在所述第二節點和所述基準節點之間；以及控制器，所述控制器基于在第一和第二狀態之間反復的脈沖控制信號控制所述上端和下端功率開關和所述輔助功率開關的切換，所述控制器用于 提供第一控制信號以響應切換至所述第二狀態的脈沖控制信號使所述上端功率開關導通，并響應切換至所述第一狀態的脈沖控制信號使所述上端功率開關截止； 提供第二控制信號以在所述上端功率開關截止之后使下端功率開關導通，并大約當所述相節點上的電壓變為正且同時所述上端開關導通時使所述下端功率開關截止；以及提供第三控制信號以在所述下端功率開關截止后使所述輔助功率開關導通，并在所述上端功率開關截止后使所述輔助功率開關截止。
2.如權利要求I所述的電磁干擾減少網絡，其特征在于，所述輔助功率開關包括場效應晶體管，所述場效應晶體管包括內部本體二極管，所述內部本體二極管在所述輔助功率開關和所述上端功率開關均截止的同時允許電流流過所述電感。
3.如權利要求I所述的電磁干擾減少網絡，其特征在于，所述控制器提供所述第三控制信號以從所述下端功率開關截止開始一空載時間周期后導通所述輔助功率開關。
4.如權利要求I所述的電磁干擾減少網絡，其特征在于，所述控制器提供所述第二控制信號以從所述上端功率開關截止開始一空載時間周期后導通所述下端功率開關。
5.如權利要求I所述的電磁干擾減少網絡，其特征在于，當流過所述電感的電流約為零時，所述控制器提供所述第三控制信號以截止所述輔助功率開關。
6.如權利要求I所述的電磁干擾減少網絡，其特征在于，當跨所述電感的電壓約為零時，所述控制器提供所述第三控制信號以截止所述輔助功率開關。
7.如權利要求I所述的電磁干擾減少網絡，其特征在于，所述控制器遵循零電壓切換而導通和截止所述下端功率開關和所述輔助功率開關，并遵循零電流切換而導通所述上端功率開關。
8.一種電子器件，包括 第一和第二功率開關，所述第一和第二功率開關具有串聯地耦合在第一節點和基準節點之間并一起耦合于相節點的電流端子； 輸入電感，所述輸入電感耦合在用于提供輸入電壓的輸入節點和所述第一節點之間； 第三功率開關，所述第三功率開關具有耦合在所述第一節點和第二節點之間的電流端子； 電容，所述電容耦合在所述第二節點和所述基準節點之間；以及控制器，所述控制器基于脈沖控制信號提供控制信號以使所述第一、第二和第三功率開關導通和截止，所述脈沖控制信號基于脈寬控制在第一和第二狀態之間反復，所述控制器用于 在所述脈沖控制信號切換至所述第二狀態后導通所述第一功率開關，并在所述脈沖控制信號切換至所述第一狀態后截止所述第一功率開關； 在所述第一功率開關截止后導通所述第二功率開關，并大致當所述相節點上的電壓變為正且同時所述第一功率開關導通時截止所述第二功率開關；以及 在所述第二功率開關截止后導通所述第三功率開關，并在所述第一功率開關截止后截止所述第三功率開關。
9.如權利要求8所述的電子器件，其特征在于，所述第一、第二和第三功率開關、所述輸入電感、所述電容和所述控制器實現在功率控制模塊上。
10.如權利要求8所述的電子器件，其特征在于，所述第一、第二和第三功率開關、所述輸入電感、所述電容和所述控制器一同實現在提供輸出電壓的電源上，另外還包括耦合于存儲器的處理器，其中所述處理器和存儲器中的至少一個接收所述輸出電壓。
11.如權利要求10所述的電子器件，其特征在于，所述控制器包括誤差和比較器電路，所述誤差和比較器電路接收指示所述輸出電壓的信號并提供所述脈沖控制信號。
12.如權利要求8所述的電子器件，其特征在于，所述第三功率開關包括場效應晶體管，所述場效應晶體管包括內部本體二極管，所述內部本體二極管在所述第一和第三功率開關均截止的同時允許電流流過所述輸入電感。
13.如權利要求8所述的電子器件，其特征在于，所述控制器從所述第二功率開關截止開始一空載時間周期后導通所述第三功率開關。
14.如權利要求8所述的電子器件，其特征在于，所述控制器從所述第一功率開關截止開始一空載時間周期后導通所述第二功率開關。
15.如權利要求8所述的電子器件，其特征在于，當流過所述輸入電感的電流約為零時，所述控制器截止所述第三功率開關。
16.如權利要求8所述的電子器件，其特征在于，當跨所述輸入電感的電壓約為零時，所述控制器截止所述第三功率開關。
17.如權利要求8所述的電子器件，其特征在于，所述控制器遵循零電壓切換導通和截止所述第二和第三功率開關，并遵循零電流切換導通所述第一功率開關。
18.—種運作轉換器的控制器的方法，其中所述轉換器包括耦合在輸入電壓節點和第一節點之間的第一電感；具有耦合在第一節點和第二節點之間的電流端子的第一功率開關；耦合在所述第二節點和提供輸出電壓的輸出節點之間的第二電感；具有耦合在所述第二節點和基準節點之間的電流端子的第二功率開關；具有耦合在所述第一節點和第三節點之間的電流端子的第三功率開關；耦合在所述第三節點和基準節點之間的電容以及誤差放大器和比較器網絡，所述誤差放大器和比較器網絡感測所述輸出電壓并形成脈沖控制信號，所述脈沖控制信號在所述轉換器的連續功率周期內在第一和第二狀態之間切換，所述方法包括 通過在所述脈沖控制信號切換至第二狀態之后導通所述第一功率開關并通過在所述脈沖控制信號切換至所述第一狀態之后截止所述第一開關而控制所述第一功率開關； 通過在所述第一功率開關截止后導通所述第二功率開關并通過大約當所述第二節點的電壓變為正時在所述第一功率開關導通后截止所述第二功率開關；以及通過在所述第二功率開關截止后導通所述第三功率開關并在所述第一功率開關截止后截止所述第三功率開關而控制所述第三功率開關。
19.如權利要求18所述的方法，其特征在于，控制所述第三功率開關包括從所述第二功率開關截止時開始一空載時間周期之后導通所述第三功率開關。
20.如權利要求18所述的方法，其特征在于，所述控制第三功率開關包括當流過所述第一電感器的電流大約為零時截止所述第三功率開關。
全文摘要
一種用于轉換器的EMI減少網絡，該轉換器包括設置在輸入電壓節點和基準節點之間的上端和下端功率開關。電感耦合在輸入電壓節點和上端開關之間耦合于第一節點，電容和輔助功率開關串聯地耦合在第一節點和基準節點之間，并提供控制器以控制切換。控制器基于PWM信號切換上端開關。控制器保持下端開關導通，直到相節點變正且同時上端開關導通為止。控制器在下端功率開關截止之后導通輔助開關并在上端功率開關截止之后截止輔助開關。下端和輔助開關可以是零電壓切換的，而上端開關可以是零電流切換的。
文檔編號H02M1/44GK102739035SQ20111044890
公開日2012年10月17日 申請日期2011年12月28日 優先權日2011年4月15日
發明者C·布瑞澤爾, Z·穆薩維, 秦繼峰 申請人:英特賽爾美國股份有限公司