專利名稱：用于控制開關式電源的系統和方法
技術領域：
本發明一般地涉及半導體器件和方法并且更具體地涉及一種用于控制開關式電源的系統和方法。
背景技術：
近年來，關于電源的效率的迫切需求已使得注意到對開關式電源(SMPS)的使用。 然而，SMPS的實際效率取決于確定SMPS中包括的一個或多個開關的開關時間的控制器。一種用于控制SMPS的開關的方案是使用脈沖寬度調制(PWM)，其可以被相當容易地實現。然而，使用PWM來控制SMPS以調節其輸出電壓或輸出電流不一定在大范圍的輸出電流上保證
高效率。基于PWM的控制器單元在固定頻率(PWM頻率)處進行操作。對矩形PWM信號的占空比進行調制以便調節電源輸出電壓或電流。在一些情況下，在驅動損耗保持恒定時，功率轉換器的效率在低輸出電流處降低。這些驅動損耗與因接通和關斷在開關轉換器的輸出級中使用的一個或多個半導體開關所消耗的功率相關。為了減小驅動損耗對總損耗量的貢獻，可以使用脈沖頻率調制(PFM)來控制開關轉換器的輸出級中所包括的一個或多個半導體開關。使用PFM的控制器單元通過在保持恒定導通時間時降低開關頻率而不是如在PWM 控制的情況下進行的那樣在恒定頻率下降低導通時間來降低占空比。然而隨著開關頻率和輸出電流增大，PFM控制的效率變得越來越大,從而造成開關損耗和驅動損耗的對應增大。

發明內容
在一個實施例中，一種操作開關式電源的方法包括基于電源輸出電壓與參考電壓之間的差異來產生誤差信號。產生與上至最高頻率的誤差信號成比例的時鐘頻率，并產生與開關式電源中的電流成比例的感測電流信號。將所述誤差信號與所述感測電流信號進行求和以產生第一信號，并將所述第一信號與第一閾值進行比較。所述方法還包括在所述時鐘信號的第一邊沿處產生驅動信號的第一邊沿；并且當基于所述比較，所述第一信號沿第一方向越過(cross)所述第一閾值時產生所述驅動信號的第二邊沿，其中所述第二邊沿與所述第一邊沿相反。前面相當寬泛地概述了本發明的實施例的特征以便可以更好地理解本發明的以下詳細描述。在下文中將描述本發明的實施例的附加特征和優勢，其形成本發明的權利要求的主題。本領域技術人員應當認識到，所公開的概念和具體實施例可以容易地用作用于修改或設計其他結構或過程以實現本發明的相同目的的基礎。本領域技術人員還應當意識到，這種等效構造并不脫離所附權利要求中闡述的本發明的精神和范圍。


為了更完整地理解本發明及其優勢，現在參照結合附圖進行的以下描述，在附Ia-Ib示意了實施例電源系統的框圖2示意了實施例電源系統的轉移函數；
圖3示意了實施例壓控振蕩器(VCO)的示意圖4示意了示出實施例電源控制器的操作的波形圖5a-b示意了根據備選實施例的雙張弛振蕩器以及對應的時序圖6示意了實施例跨導放大器；
圖7示意了根據備選實施例的電源控制器；以及圖8示意了示出實施例通電序列的波形圖。
具體實施例方式下面詳細討論當前優選實施例的實現和使用。然而應當認識到，本發明提供了可以體現在廣泛的各種具體背景中的許多可適用的發明概念。所討論的具體實施例僅示意了用于實現和使用本發明的具體方式，而不限制本發明的范圍。將在具體背景(S卩，一種用于控制開關式電源的系統和方法)中關于優選實施例來描述本發明。在一個實施例中，開關式電源控制器從較低電源輸出電流下的PFM操作平滑地過渡至較高電源輸出電流下的PWM操作。在一個實施例中，與誤差放大器的輸出耦合的壓控振蕩器(VCO)生成時鐘信號，根據所述時鐘信號來導出開關控制信號。在一個實施例中，電壓至頻率轉移函數是線性上升的，直到VCO達到最高頻率或直到檢測到指定的誤差電壓， 此時VCO在最高頻率處進行操作。在操作期間，PWM系統對開關信號的占空比進行調制，同時該系統正在VCO的最高頻率處進行操作。當VCO正在其最高頻率以下進行操作時，相同的PWM調制系統針對開關驅動器生成PFM信號。在一些實施例中，關斷電源系統的一些部分以便降低總體電流消耗。例如，在一些實施例中，可以在PFM輸出脈沖之間關斷電源電路的除誤差放大器和VCO外的一些部分。圖Ia示意了從輸入電壓VBAT產生調節后的電壓VOUT的實施例電源系統100。在一個實施例中，VBAT處于IOV與15V之間，并且VOUT被調節至約5V。在其他實施例中，可以使用其他輸入電壓和調節后的電壓。在所示意的實施例中，電源系統100被配置為降壓轉換器，該降壓轉換器包括在節點SW處耦合至二極管110和電感器108的半導體開關106。 在操作期間，控制器102生成脈沖寬度調制(PWM)或脈沖頻率調制(PFM)信號PSIG，該信號 PSIG經由驅動器104來驅動半導體開關106，從而將蓄電池電壓VBAT與節點SW耦合和去耦合。當開關106導通時，電流從端子VBAT流動經過電感器108以充電電容器112。當開關 106關斷時，電流經由二極管110繼續流動經過電感器108。在其中電源操作于不連續導通模式(DCM)的實施例中，在電感器108中存儲的能量已耗散后電容器112經由電阻器114和 116并經由所耦合的負載進行放電。在一個實施例中，電感器108具有約2 μ H與約100 μ H 之間的值，開關106能夠在約IA至約4Α之間導通，電容器112具有約10 μ F與約ImF之間的電容，并且電源在約100 KHz至約3 MHz之間的開關頻率處進行操作。在備選實施例中， 可以使用電感、電流額定值、電容和開關頻率的不同范圍，包括所聲明的范圍以外的值。應當認識到，圖Ia中所示意的降壓轉換器僅是使用實施例概念的電源拓撲的一個示例。本發明的另外實施例可以適用于轉換器，這些轉換器包括但不限于升壓轉換器、降壓轉換器、單端初級電感器轉換器(SEPIC)以及Cuk轉換器。在這些實施例中，根據特定拓撲來放置外部組件。備選實施例電源拓撲還可以包括使用變壓器而不是電感器的電源或者既使用電感器又使用變壓器的拓撲。在一個實施例中，輸出節點OUT經由由電阻器114和116制成的電阻分壓器耦合至控制器102的反饋輸入VFB。控制器102根據在節點OUT處檢測到的電壓并根據在電阻器Rsense上感測到的電流來調整驅動開關106的信號DR的占空比，使得將節點VOUT處的電壓調節至預定電壓。在一些實施例中，預定電壓由VREF處的電壓設置。在一個實施例中，控制器102基于如誤差放大器118所測量的參考電壓VREF與反饋電壓VFB之間的差異并基于如電流傳感器120所測量的電流Il而產生脈沖調制信號 PSIG。電流傳感器120和誤差放大器118的輸出由求和塊122求和，該求和塊122的輸出耦合至比較器124。比較器124的輸出耦合至鎖存器126的重置輸入。應當認識到，控制器102中所示的塊本質上是功能性的并可以以各種方式實現。例如，誤差放大器118和電流傳感器120可以使用跨導放大器而實現，并且求和塊122可以使用一個或多個電流求和節點而實現。在一些實施例中，斜率補償信號還由求和塊122求和。在一個實施例中，誤差放大器的輸出還稱合至振蕩器128的輸入,該振蕩器128的輸出耦合至鎖存器126的設置輸入。在一個實施例中，振蕩器128的頻率在特定輸入范圍上與誤差放大器118的輸出線性相關，在該特定輸入范圍以上將頻率限于最高頻率。圖Ia 的圖通過示出限幅器130與VCO 132串聯而在系統級上功能性地表示該特性。應當理解，振蕩器128可以以各種方式實現以獲得由塊128表示的電壓-頻率特性。在一些實施例中， 電壓-頻率特性展示了硬限幅特性。備選地，可以使用軟限幅特性和/或非線性電壓-頻率轉移特性。驅動器104耦合至鎖存器126的輸出并驅動由NMOS晶體管106表示的開關。在一些實施例中，開關和驅動器使用本領域中已知的結構和技術來實現。在本發明的備選實施例中，根據特定應用及其說明，開關106可以由PMOS器件、BJT器件、JFET器件、IGBT器件或其他器件類型實現。在一個實施例中，控制器102駐留于單個集成電路上。在另外實施例中，驅動器 104、開關晶體管106、二極管110和/或電感器108還可以包括在相同的集成電路上。在一個實施例中，輸出電壓由電阻器114和116的比率設置，和/或輸出電流經由外部組件諸如電感器108、電容器112和晶體管106的大小以及感測電阻器Rsense的電阻值來設置。在一個實施例中，電阻器Rsense感測從蓄電池輸入節點至半導體開關的輸入的電流。在備選實施例中，Rsense可以位于電源系統內的其他地方,例如與電感108串聯或與二極管110串聯。圖Ib示意了實施例系統150，其中Rsense耦合在地與二極管110的陽極之間。在一個實施例中，鎖存器126的設置和重置輸入關于圖Ia的實施例反轉，因此鎖存器126的設置輸入耦合至比較器124的輸出，而鎖存器126的重置輸入耦合至振蕩器128的輸出。在這種實施例中，系統150操作于谷值電流模式。備選地，Rsense還可以與二極管110的陰極串聯放置。圖2示意了示出圖I的系統關于在誤差放大器118的輸出處看到的誤差電壓的負版本的轉移特性的波形圖。軌跡151表示驅動開關106 (圖Ia)的脈沖寬度調制信號的輸出頻率。在一個實施例中，當反饋節點小于或等于振蕩器128內的內部參考電壓Vref2時， 輸出頻率151非常低。這表示小誤差或過電壓的情況。在一些實施例中，當反饋電壓小于或等于Vref2時，振蕩器的輸出頻率為零。當誤差電壓處于Vref2與閾值電壓VTl之間時， 頻率150與誤差電壓成比例。在一些實施例中，VCO的電壓-頻率特性是線性的，而在其他實施例中，電壓-頻率特性可以是非線性的。對于大于VTl的誤差電壓，輸出頻率是fmax。軌跡152表示驅動開關106 (圖Ia)的信號的占空比。在一個實施例中，對于小于 Vref2的誤差電壓，占空比是最小值。備選地，在該區域中占空比為零。在其中VCO具有針對Vref2與VTl之間的輸入的線性電壓-頻率特性以及固定導通持續時間的實施例中，占空比相對于誤差電壓的斜率是雙曲線的(Ton/頻率)。在其中VCO不具有線性電壓-頻率特性的備選實施例中，占空比相對于誤差電壓的特性可以不同。對于與其中振蕩器的頻率是恒定的區域相對應的大于VTl的誤差電壓輸入，占空比相對于誤差電壓線性地變化上至 100%的最聞占空比。備選地，可以使用更小的最聞占空比。在一些實施例中，可以對頻率和脈沖持續時間兩者進行調制，并且占空比相對于誤差電壓的特性可以與曲線152的特性不同。在另外實施例中，以如下這樣的方式對頻率和脈沖持續時間兩者進行調制產生單調的占空比相對于誤差電壓的特性以防止不穩定性并限制關于脈沖持續時間和頻率的變化的周期。在一些實施例中，將單個脈沖持續時間定義為使得邊界條件(Vin、Vout、電感值等) 對于給定的頻率而言是固定的。圖3示意了實施例振蕩器200的示意圖。在一個實施例中，跨導放大器202利用與 Ea電壓和Vref之間的電壓差成比例的電流來對電容器C進行充電。如果信號EA電壓低于參考電壓Vref2，則節點VC0_0UT處的電壓保持為低并被跨導放大器202放電。另一方面， 當Ea電壓高于Vref時，跨導放大器202對電容器C進行充電，從而造成節點VC0_0UT處的電壓增大。當節點VC0_0UT處的電壓越過比較器204的閾值時，設置鎖存器206。然后，信號CLK在大約Tonmin的持續時間內變高，然后在Tonmin的最小持續時間內保持為低。使用延遲元件208和214來設置Tonmin和Tonmin的持續時間，所述延遲元件208和214使用本領域中已知的技術來實現。在一個實施例中，Tonmin處于約50ns與500ns之間，而 Toffmin處于約50ns與500ns之間。備選地，可以使用其他時間范圍。此外，當信號CLK變高時，經由開關220對電容器C進行放電，并將節點VC0_0UT重置至地，從而開始新的充電階段。在一個實施例中，開關220可以使用例如NMOS或PMOS開關或由另一器件類型實現的開關來實現。在一個實施例中，SR鎖存器206提供了重置主導路徑，其將振蕩器200的最高開關頻率有效地限制于約l/(Tonmin+Toffmin)。在備選實施例中，開關220可以耦合至VDD，使得電容器C被跨導放大器202放電。在一個這種實施例中，對放大器202的極性進行反轉以適應與VDD耦合的開關220。在一個實施例中，振蕩器200包括延遲元件208和214、邏輯門210、212和216以及SR鎖存器206。在備選實施例中，可以使用其他邏輯結構、門類型和邏輯類型來實現所示意的邏輯功能。在另外實施例中，可以使用其他技術來限制振蕩器200的最高頻率，諸如使用諸如電阻器的外部組件來設置最高頻率。例如，在其中控制器駐留于集成電路上的一個實施例中，通過將電阻器耦合在外部引腳與地之間來設置振蕩器的頻率。使用放大器，對電阻器強加等于帶隙電壓的一小部分的電壓，并將電阻器上的電流鏡像至電容器，其中生成鋸齒波以對電容器進行充電和放電。在一個實施例中，鏡像的電流用來將放大器202中的偏置電流設置為使得可用于充電電容器C的最大輸出電流設置振蕩器的最高頻率。圖4示意了示出振蕩器200 (圖3)的操作的波形圖。在其中Ea電壓302小于 Vref 304的區域310中，節點VC0_0UT保持為低并且振蕩器頻率為零。在其中Ea電壓略微高于Vref的區域312中，振蕩器在小于其最高頻率處進行操作。如所示，當節點VC0_0UT 達到比較器閾值時，鎖存器206的設置輸入變高，從而使CLK在Tonmin的持續時間內變高， 在Tonmin的持續時間之后鎖存器206的重置輸入在Toffmin的時段內為高。在區域314 中，Ea電壓大于Vref，使得振蕩器在其最高頻率處進行操作。在區域316中，隨著Ea電壓降低，振蕩器的頻率降低。圖5a示意了其中圖3中所示的鎖存器206、延遲208和214以及門210、212和216 的功能由雙張弛振蕩器實現的備選實施例。這里，在重置節點VC2的同時節點VCl進行充電，并且在重置節點VC2的同時節點VC2進行充電。在一個實施例中，信號Q表示圖3中所示的輸出時鐘信號CLK。在一個實施例中，而參數Tonmin由電流Irefl和電容Cl設置，參數Toffmin由電流Iref2和電容C2設置。在備選實施例中，可以使用其他雙張弛振蕩器拓撲。圖5b示意了圖5a的實施例雙張弛振蕩器的時序圖。當SET變高時，節點VCl進行充電，直到達到第一比較器閾值346，此時節點VCl被放電至地，Q變低并且節點VC2處的電壓開始增大。當VC2處的電壓超過比較器閾值350時，節點VC2處的電壓繼續充電，直到達到界限或者直到信號SET變高。當信號SET在時間354處變高時，節點VCl再次充電并且另一周期開始。當信號SET在時間356處開始保持為高時，達到雙張弛振蕩器的最高頻率。圖6示意了跨導放大器202 (圖4)的實施例實現方式。由PMOS器件406和408 制成的且由電流源418偏置的PMOS差分對將Ea電壓和Vref進行比較。經由NMOS器件 410和414以及PMOS器件402將PMOS器件406的輸出電流鏡像至PMOS輸出晶體管404。 經由NMOS器件412將PMOS器件的輸出電流鏡像至NMOS輸出晶體管416。應當認識到，圖 6中所示的跨導放大器202是跨導放大器的一個示例實現方式。還可以使用本領域中已知的其他跨導放大器結構。圖7示意了開關式電源控制器500的實施例實現方式。誤差放大器518將反饋電壓FB與節點BG_SS處的參考電壓進行比較。利用跨導放大器將誤差放大器輸出VA轉換為電流，所述跨導放大器利用具有源極退化電阻器512的NMOS器件510來實現。補償電容器 508耦合至誤差放大器518的輸出并提供使電源系統穩定的主導極點。還使用頻率受限VCO 530將電壓VA轉換為頻率以產生時鐘信號CLK。在一個實施例中，VCO 530的操作頻率與上至最高操作頻率的電壓EA成比例，如以上關于其他實施例所描述的。電流比較器514將來自晶體管510、斜率補償電流源506和跨導放大器504的輸出的電流之和與閾值進行比較。在一個實施例中，該閾值約為0A。在一個實施例中，電流比較器514具有由電壓源520示意性地表示的低輸入阻抗。跨導放大器504產生與電阻器 Rsense上的電壓成比例的電流，所述電阻器Rsense感測如以上關于圖Ia和Ib所描述的電源系統內的電流。在一個實施例中，信號CLK設置邏輯塊516內的鎖存器，并且電流比較器514的輸出重置邏輯塊516內的鎖存器以產生脈沖調制信號PSIG。邏輯塊還具有對通電進行控制并重置條件的輸入P0R、TS、0C和SoftStartEND。POR是上電重置信號，TS是指示過溫條件的熱關斷信號，OC指示過電流條件，而SoftStarEND是指示設備在關斷或過溫恢復序列之后的第一次接通器件之后的軟起動結束的信號。在一個實施例中，如果輸出電壓在軟起動序列期間未達到目標電壓值，則系統假定已出現系統誤差(諸如輸出處的硬短路)。電壓參考塊502在節點BG_SS處產生電壓。在一個實施例中，BG_SS是與正常操作期間的帶隙參考電壓BG成比例的參考電壓。在一個實施例中，當從過溫條件恢復時以逐步的方式增大BG_SS以便防止在起動期間來自蓄電池的涌入電流并避免輸出處的過沖。在一些實施例中，還在通電期間以逐步的方式增大BG_SS。時鐘信號CLK_250K提供了對BG_SS 的逐步增大進行時控的時鐘信號。在一個實施例中，CLK_250K在約250 KHz處進行操作， 然而在備選實施例中，可以使用其他頻率。圖8示意了示意軟起動序列的波形圖。在一個實施例中，電壓BG_SS逐步增大，并且當BG_SS逼近帶隙參考電壓BG時斷言(assert)信號SoftStartEND。此外，當檢測到過溫條件時，斷言信號TS并將節點BG_SS重置至低電壓。一旦信號TS被取消斷言(de-assert) 從而指示過溫條件的結束，BG_SS就增大回到BG。實施例的優勢包括在PFM和PWM操作之間平滑過渡的單個電源控制器電路。與使用確定在哪個模式中操作的分離PWM和PFM控制器和/或分離檢測電路的系統相比，這些實施例可以具有更低的硬件復雜度、更小的布局和更低的功耗。此外，在PFM和PWM模式之間平滑過渡的一些實施例是有利的，這是由于它們避免了模式切換的一些問題。如以上所討論的，PWM控制在高輸出電流處比PFM控制更高效，而PFM控制在低輸出電流處更高效。 因此，實施例的另外優勢包括在大范圍的輸出電流上高效操作的能力。實施例系統的優勢包括縮放電流和電壓的能力。一些有利實施例自動適于這種縮放。在一些實施例中，確定PFM模式至PWM過渡或PWM至PFM過渡的閾值不必需要每當對外部組件值進行修改以調整電源的輸出電流或輸出電壓時被重新優化。因此，設計電源系統的任務得以簡化。另外的優勢包括將實施例概念應用于各種電源系統類型的設計和實現的能力。例如，本發明的實施例可以包括但不限于升壓轉換器、降壓轉換器、使用電流模式控制的轉換器、使用電壓模式控制的轉換器以及即使用電流模式控制又使用電壓模式控制的轉換器。一些實施例系統的優勢包括在PWM和PFM模式之間無縫過渡的能力。照此，一些實施例不需要可能錯誤地選擇錯誤操作模式的專用模式選擇。此外，由于一些實施例不是兩個分離PWM和PFM控制器的疊加而是統一的塊，更小的電路面積是可能的。另外的優勢包括當在PWM和PFM模式之間過渡時，不必施加(park)誤差放大器電壓。盡管參照示意性實施例描述了本發明，但是該描述并不意在在限制的意義上解釋。對于本領域技術人員來說，在參照該描述后將顯而易見示意性實施例的各種修改和組合以及本發明的其他實施例。因此，所附權利要求意在涵蓋任何這種修改或實施例。
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權利要求
1.一種操作開關式電源的方法，所述方法包括基于電源的輸出電壓與參考電壓之間的差異來產生誤差信號；基于所述誤差信號來產生具有時鐘頻率的時鐘信號，所述時鐘頻率與上至最高頻率的誤差信號成比例；感測所述開關式電源中的電流以產生感測電流信號；將所述誤差信號與所述感測電流信號進行求和以產生第一信號；將所述第一信號與第一閾值進行比較；在所述時鐘信號的第一邊沿處產生驅動信號的第一邊沿；以及當基于所述比較，所述第一信號沿第一方向越過所述第一閾值時，產生所述驅動信號的第二邊沿，所述第二邊沿與所述第一邊沿相反。
2.根據權利要求I所述的方法，還包括當所述時鐘頻率小于所述最高頻率時，將所述開關式電源操作于脈沖寬度調制(PWM) 模式；以及當所述時鐘頻率處于約所述最高頻率時，將所述開關式電源操作于脈沖頻率調制 (PFM)模式。
3.根據權利要求I所述的方法，還包括利用所述驅動信號來驅動所述開關式電源的開關。
4.根據權利要求I所述的方法，其中所述驅動信號的第一邊沿包括所述驅動信號的上升沿，而所述驅動信號的第二邊沿包括所述驅動信號的下降沿。
5.根據權利要求I所述的方法，其中產生時鐘信號包括使用具有受限輸出頻率特性的VCO來產生時鐘信號。
6.根據權利要求I所述的方法，其中產生時鐘信號包括產生與所述誤差信號成比例的斜坡信號；將所述斜坡信號與閾值進行比較以激活比較信號的邊沿；以及當所述比較信號的邊沿被激活時，在第一預定持續時間內在第一狀態中對所述時鐘信號進行脈沖發射以產生所述時鐘信號的第一邊沿，以及重置所述斜坡信號。
7.根據權利要求6所述的方法，還包括在第一預定持續時間內在第一狀態中對所述時鐘信號進行脈沖發射之后，在第二預定持續時間內將所述時鐘信號保持在第二狀態中， 所述第二狀態與所述第一狀態相反。
8.根據權利要求7所述的方法，其中所述第一狀態包括邏輯高狀態，而所述第二狀態包括邏輯低狀態。
9.根據權利要求I所述的方法，其中感測所述開關式電源中的電流包括感測與開關串聯的電流。
10.一種開關式電源控制器，包括誤差放大器，具有被配置為與開關式電源的輸出電壓耦合的輸入；可控振蕩器，具有與所述誤差放大器的輸出耦合的頻率控制輸入，所述可控振蕩器產生時鐘輸出，時鐘具有與上至最高頻率的所述頻率控制輸入的第一輸入范圍成比例的輸出頻率；電流傳感器，被配置為感測所述開關式電源內的電流；第一比較器，將所述誤差放大器的輸出和電流傳感器的輸出之和與第一閾值進行比較；以及邏輯電路，被配置為在所述可控振蕩器的時鐘輸出的第一邊沿處將驅動信號從第一狀態過渡至第二狀態，并且在所述第一比較器的輸出的第一邊沿處將所述驅動信號從所述第二狀態過渡至所述第一狀態。
11.根據權利要求10所述的開關式電源控制器，其中所述可控振蕩器的時鐘輸出的第一邊沿包括上升沿；以及所述第一比較器的輸出的第一邊沿包括上升沿；以及所述驅動信號被配置為在所述第二狀態中激活開關。
12.根據權利要求10所述的開關式電源控制器，還包括第一跨導放大器，具有與所述誤差放大器的輸出和電流比較輸出I禹合的輸入，其中所述電流傳感器包括第二跨導放大器，所述第二跨導放大器具有與所述第一跨導放大器的電流比較輸出I禹合的輸出，以及所述第一比較器包括電流比較器，所述電流比較器包括與所述第一跨導放大器的電流比較輸出I禹合的輸入。
13.根據權利要求12所述的開關式電源控制器，其中所述誤差放大器包括第三跨導放大器。
14.根據權利要求10所述的開關式電源控制器，其中所述可控振蕩器包括斜坡生成器，產生具有與頻率控制輸入處的信號成比例的斜率的斜坡，并且在時鐘輸出的邊沿處重置所述斜坡；以及脈沖生成電路，被配置為在所述斜坡越過閾值時的第一預定時鐘持續時間內在第一狀態中斷言所述時鐘，然后在至少第二預定時鐘持續時間內將所述時鐘保持在第二狀態中。
15.根據權利要求14所述的開關式電源控制器，其中所述斜坡生成器包括加載有電容的第四跨導放大器、被配置為重置所述電容的重置開關、以及被配置為檢測所述電容上的電壓何時越過所述閾值的斜坡比較器；以及所述脈沖生成電路包括鎖存器，具有與所述斜坡比較器的輸出耦合的設置輸入和與所述時鐘輸出耦合的重置輸入，以及率禹合在所述鎖存器的輸出與所述時鐘輸出之間的第一脈沖電路和I禹合在所述時鐘輸出與所述鎖存器的重置輸入之間的第二脈沖電路。
16.根據權利要求13所述的開關式電源控制器，其中控制器在低負載電流處操作于脈沖寬度調制模式而在高負載電流處操作于脈沖頻率調制模式。
17.根據權利要求13所述的開關式電源控制器，其中開關控制器布置在集成電路上。
18.—種開關式電源,包括控制器，包括誤差放大器，具有與所述開關式電源的輸出節點耦合的輸入，可控振蕩器，具有與所述誤差放大器的輸出耦合的頻率控制輸入，所述可控振蕩器產生時鐘輸出，時鐘具有與上至最高頻率的頻率控制輸入的第一輸入范圍成比例的輸出頻率，電流傳感器，感測與所述開關式電源的負載電流成比例的電流，第一比較器，將所述誤差放大器的輸出和電流傳感器的輸出之和與第一閾值進行比較，以及邏輯電路，被配置為在所述可控振蕩器的時鐘輸出的第一邊沿處將邏輯電路輸出信號從第一狀態過渡至第二狀態，并且在所述第一比較器的輸出的第一邊沿處將所述邏輯電路輸出信號從所述第二狀態過渡至所述第一狀態；開關驅動器，包括與所述邏輯電路輸出信號耦合的輸入；以及開關，包括與所述開關驅動器的輸出耦合的控制端子。
19.根據權利要求18所述的開關式電源，還包括電感器，耦合在所述開關的輸出端子與電源輸出節點之間；二極管，耦合至所述開關的輸出端子；以及電流感測電阻器，耦合在電源輸入節點與所述開關的輸入端子之間，其中所述電流傳感器包括與所述電流感測電阻器的第一端子耦合的第一輸入和與所述電阻器的第二端子耦合的第二輸入，其中所述開關式電源包括降壓轉換器。
20.根據權利要求18所述的開關式電源，其中當所述可控振蕩器正在所述第一輸入范圍內操作時，所述開關式電源操作于脈沖頻率調制模式；以及當所述可控振蕩器正在所述第一輸入范圍外操作時，所述開關式電源操作于脈沖寬度調制模式。
全文摘要
本發明涉及用于控制開關式電源的系統和方法。在一個實施例中，一種操作開關式電源的方法包括基于電源輸出電壓與參考電壓之間的差異來產生誤差信號。產生與上至最高頻率的誤差信號成比例的時鐘頻率，并產生與開關式電源中的電流成比例的感測電流信號。將所述誤差信號與所述感測電流信號進行求和以產生第一信號，并將所述第一信號與第一閾值進行比較。所述方法還包括在所述時鐘信號的第一邊沿處產生驅動信號的第一邊沿，并且當基于所述比較，所述第一信號沿第一方向越過所述第一閾值時，產生所述驅動信號的第二邊沿，其中所述第二邊沿與所述第一邊沿相反。
文檔編號H02M3/155GK102594137SQ20121000947
公開日2012年7月18日 申請日期2012年1月13日 優先權日2011年1月14日
發明者A.維吉亞托, C.加博薩, E.奧里蒂, M.弗萊巴尼 申請人:英飛凌科技奧地利有限公司