專利名稱：一種帶有電壓前饋的快速滯環控制方法
技術領域：
本發明涉及一種開關電源控制技術，特別涉及一種帶有電壓前饋的快速滯環控制方法。
背景技術：
隨著半導體和信息技術的飛速發展，作為它們電源管理系統的直流-直流斬波器即開關電源必須滿足以下技術需求(I)輸出電壓低；(2)輸出電壓精度高；(3)輸出電流大；(4)輸入電源及輸出負載瞬變時,輸出電壓的瞬態過沖小。以上需求對開關電源的穩態和動態特性提出了較高的要求，對開關電源的控制方法提出了新的挑戰。其中，傳統型PWM電壓控制方法由于其滿足穩定性和控制精度的基本要求，而廣泛的應用于開關電源中。但 是，這種控制方法只涉及在輸出量變動引起負載電壓變化時進行控制，在輸入電壓和負載發生突變時，沒有對輸入量變化時引起的擾動實現有效控制，還有控制電路中電壓誤差放大器的補償電路帶來的延時滯后，不僅造成了其瞬態響應慢，降低了其動態特性，而且控制電路中使用運算放大器和三角載波產生電路以及其它補償電路，這些易造成開關電源的制造成本上升，難以實現小型化和輕量化。并且，電壓誤差放大器的補償電路在設計和調試時較為復雜。以上這些問題給設計者帶來了很多困難，且延長了設計周期、消耗了大量人力物力。

發明內容
本發明是針對傳統型PWM電壓控制方法難以滿足輸入輸出高速瞬態響應、小型化、輕量化、低成本、高效率的問題，提出了一種帶有電壓前饋的快速滯環控制方法，提出了在輸入輸出量變動時，具有快速瞬態響應特性的新型滯環控制方式，有效提高了控制電路的動態特性，具有良好的穩態和動態特性。本發明的技術方案為一種帶有電壓前饋的快速滯環控制方法，在保持原PWM電壓開關部分電路的基礎上，更改原有PWM電壓控制電路反饋部分為輸出電壓經串聯的反饋調整電阻和充電電容接地；輸入電壓通過輸入端MOS開關管輸出，接前饋調整電阻和充電電容接地；輸入電壓通過輸入端MOS開關管，接串聯的兩個上下限閥值大小調整電阻和參考電壓后接地；充電電容電壓端接滯環比較器反相輸入端，兩個上下限閥值大小調整電阻中間點接滯環比較器同相輸入端，滯環比較器輸出進過驅動電路接輸入端MOS開關管柵極；得到輸出電壓
Va ~ 1+ (UriR^iKcFi (Fl.，其中 D 為占全比 D = ] V^-Vol , 為反饋增碰&=
]P-■■■■■V-%，K為滯環比較器高電平_值電壓，Vol、&分別為滯環比較器輸出彳氐電平、
■*7 OH
高電平電壓，r為降壓直流轉換器等效內阻，Ro為負載，R為前饋調整電阻；Rf為反饋調整電阻。
所述輸入端MOS開關管輸出到前饋調整電阻的中間可加入比例或者比例積分環節。所述輸入端MOS開關管輸出的兩個上下限閥值大小調整電阻的中間可加入比例或者比例積分環節。所述輸入電壓經過輸入端MOS開關管輸出，接串聯的兩個上下限閥值大小調整電阻和參考電壓后接地中，輸入端MOS開關管輸出可從MOS開關管柵極或源極輸出。本發明的有益效果在于本發明帶有電壓前饋的快速滯環控制方法，無需運算放大器和三角載波電路，實現了輸出電壓的精確控制；只需要一個滯環比較器，控制電路器件大大減少，控制電路拓撲簡單；沒有使用誤差放大器，沒有反饋相位延遲，完全不需要相位補償電路。同時，控制電路的穩定性得到很大改善；負載變動和輸入電壓變動時輸出電壓均可被控制在最小限度以至能快速恢復原輸出電壓水平，輸出電壓過沖量和調節時間 均極小，進而具有良好的調節和高速瞬態響應特性；與傳統型PWM電壓控制方法相比，滿足了在輸入電壓和輸出負載變化時的高速瞬態響應、小型、低成本、高效率的要求。


圖I為傳統型PWM電壓控制方法電路 圖2為本發明帶有電壓前饋的新型滯環控制方法實施例一電路 圖3為本發明帶有電壓前饋的新型滯環控制方法實施例二電路 圖4為本發明帶有電壓前饋的新型滯環控制方法實施例一和二的動作原理 圖5為本發明帶有電壓前饋的新型滯環控制方法實施例組合一電路 圖6為本發明帶有電壓前饋的新型滯環控制方法實施例組合二電路 圖7為本發明帶有電壓前饋的新型滯環控制方法實施例組合四電路 圖8為本發明帶有電壓前饋的新型滯環控制方法實施例組合六電路 圖9為本發明帶有電壓前饋的新型滯環控制方法實施例組合七電路 圖10為本發明帶有電壓前饋的新型滯環控制方法實施例組合八電路 圖11為本發明帶有電壓前饋的新型滯環控制方法實施例組合九電路 圖12為本發明帶有電壓前饋的新型滯環控制方法實施例組合七電路輸出響應曲線
圖13為本發明帶有電壓前饋的新型滯環控制方法實施例組合九電路輸出響應曲線
圖14為負載電流Io躍降一倍時傳統PWM電壓控制瞬態響應曲線 圖15為本發明負載電流Io躍降一倍時帶有電壓前饋的新型控制方法實施例一瞬態響應曲線 圖16為本發明負載電流Io躍降一倍時帶有電壓前饋的新型控制方法實施例二瞬態響應曲線 圖17為負載電流Io躍升一倍時傳統PWM電壓控制瞬態響應曲線 圖18為本發明負載電流Io躍升一倍時帶有電壓前饋的新型控制方法實施例一瞬態響應曲線 圖19為本發明負載電流Io躍升一倍時帶有電壓前饋的新型控制方法實施例二瞬態響應曲線 圖20為輸入電壓躍降40%時傳統PWM電壓控制瞬態響應曲線 圖21為本發明輸入電壓躍降40%時帶有電壓前饋的新型控制方法實施例一瞬態響應曲線 圖22為本發明輸入電壓躍降40%時帶有電壓前饋的新型控制方法實施例二瞬態響應曲線 圖23為輸入電壓躍升40%時傳統PWM電壓控制瞬態響應曲線 圖24為本發明輸入電壓躍升40%時帶有電壓前饋的新型控制方法實施例一瞬態響應 曲線 圖25為本發明輸入電壓躍升40%時帶有電壓前饋的新型控制方法實施例二瞬態響應曲線圖。
具體實施例方式針對傳統控制方法的缺點，我們提出了在輸入輸出量變動時，具有快速瞬態響應特性的新型滯環控制方式。通過設計不同的輸出電壓和輸入電壓的反饋支路，同時結合滯環比較器的工作特點，有效調節控制信號的脈沖寬度，實現輸出電壓的穩定。由于該控制方法只需要一個滯環比較器和反饋系數調節電阻，控制電路的器件數量大大減少，成本和體積均得到了較大改善。而且，由于沒有使用誤差放大器，在消除了補償電路帶來的相位延遲問題的同時，有效提高了控制電路的動態特性。最后通過理論分析以及仿真在與傳統性的控制方法對比的基礎上，驗證了該控制方法在負載變動和輸入電壓變動時，具有良好的穩態和動態特性。如圖I所示傳統型PWM電壓控制方法電路圖，圖中Vi為輸入電壓；M0S1，M0S2為全控型開關管MOSFET或IGBT ； LI為濾波電感；Co為濾波電容；Rc為等效串聯電阻；Rcl，Rc2，Rc3，Rc4為電阻；Ro為負載；Vo為輸出電圧；Vrc為參考電壓；Vtri為載波電壓。傳
統的輸出電壓4 = dTTTT (I)，其中D為占空比，r為降壓直流轉換器等效內阻。
I廠 j Rq如圖2、3所示帶有電壓前饋的新型滯環控制方法實施例一和實施例二電路圖，圖中L為濾波電感；Vu為滯環比較器；R1、R2分別為上下限閥值大小調整電阻；R為前饋調整電阻；Rf為反饋調整電阻；V1為參考電壓。開關周期T計算公式
CR爲
P廣^T ^ 一 A
ρ ρP(2)，'，Vh為滯環比較器閥值電壓
其中 Va = ^Vi +—Vc,Vs = —Vo
A O D
￡\.
Mf
(低電平，高電平)，τΓ為開環控制電壓，在此等于輸出電壓y , K =TTT。
KK滯環比較器閥值高電平電壓;
K1-TK2滯環比較器閥值底電平電壓G=;
IDrsLr _ 37
輸出電壓^ =(3);其中Do為占空比D0=]#，僅當
Vc= VL時，D= Do ;Kc為反饋增益Kc= ] ...C].......τ ,其中Vol，VqhS滯環比較器輸出電壓
iV V ON" "lfGL/
(低電平，高電平)，圖4為帶有電壓前饋的新型滯環控制方法實施例一和二的動作原理圖。根據圖2和圖3中標示的a，b，u和1，2可以得出9組連接組合，分別為第一組合如圖5所示1連a，2連b ;第二組合如圖6所示1連u，2連b ;第三組合如圖2所示1連b，2連b ;第四組合如圖7所示1連u，2連u ;第五組合如圖3所示1連b，2連u ;第六 組合如圖8所示1連a,2連u ;第七組合如圖9所示1連b,2連a ;第八組合如圖10所示1連a，2連a ;第九組合如圖11所示1連u，2連a。其中第三、四、五、七和九組合均可行，第四組合已有文獻涉及。第七、九組合為非滯環控制，控制輸出效果不理想。第七、九組合輸出效果如圖12和圖13所示輸出響應曲線圖，其中輸入電壓為5V，負載為0.6Ω，電壓目標值4V。在這些組合中每種組合中兩點相連之間可加入比例或者比例積分環節來進行控制。例如第三組合，就可以在I和b之間加入比例或者比例積分環節，2和b之間加入比例或者比例積分環節，加入的比例或者比例積分環節的參數可根據電路進行調節。帶有電壓前饋的快速滯環控制方法由滯環比較器Vu和反饋旁路組成。輸入電壓經電阻R與電容C相連，同時輸入電壓經電阻R2和Rl與電壓Vl相連。輸出電壓Vo經電阻Rf與電容C相連。通過輸入及輸出電壓的改變引起電容C兩端的電壓變化。基于電容C電荷平衡的原理，實現充放電的控制進而實現比較器輸出占空比和周期時間的調節。電容C兩端電壓的變化本質是電容C的充放電原理。依據電容充放電的時間和速率必須依賴于滯環比較器的閾值電壓\和\的差值以及流經電阻Rf和電阻R的電流這兩方面的原因，本設計中，通過將輸入電壓經過電阻R與電容C相連，輸出電壓經電阻Rf和電容C相連，進而共同實現對電容C充放電速率的控制，同時輸入電壓經電阻R2和Rl
與參考電壓Vl相連。因為閾值電壓b B2 P , ^ ~ ηO可見通過輸
十 i<2十 Hq十
入電壓可以使得閾值電壓^發生變化，通過電壓K使得^和匕發生改變。可見在提出的
新型控制方法中，對于影響電容兩端電壓變化的兩個因素，通過利用輸入輸出的快速動態調節和響應得以實現。被檢測的電容電壓Vf決定了功率開關管的關斷和導通時間。在一個開關周期內，電壓Vf的上升和下降斜率與輸入電壓和輸出電壓以及閾值電壓相關，因此，每一個開關周期的大小會因為輸入電壓和輸出電壓的變化而變化。與傳統型PWM電壓控制方法進行比較，當輸入電壓和負載電流改變時，輸入端和輸出端通過共同調節實現了電壓前饋和反饋的復合控制，具有了輸出電壓的瞬態響應時間短，超調量小，波動小，穩定性高，誤差可控的特點，從而滿足了較好的動態和靜態性能指標。通過仿真可看出之間的區別，如圖14 16所示負載電流Io躍降一倍時，傳統PWM電壓控制、新型控制方法實施例一、新型控制方法實施例一瞬態響應曲線圖，包括負載電流IR、輸入電壓Vi和輸出電壓Vo曲線圖。如圖17 19所示負載電流Io躍升一倍時，傳統PWM電壓控制、新型控制方法實施例一、新型控制方法實施例一瞬態響應曲線圖。如圖20 22所示輸入電壓躍降40%時，傳統PWM電壓控制、新型控制方法實施例一、新型控制方法實施例一瞬態響應曲線圖。如圖23 25所示輸入電壓躍升40%時，傳統PWM電壓控制、新型控制方法實施例一、新型控制方法實施例一瞬態響應曲線圖。新型控制方法實施例一和實施例二的比較
負載變化時，無論是負載增大或減小，實施例一比實施例二的過沖量和調節時間要小，所以在負載變化頻繁的場合，實施例一要優于實施例二。輸入電壓增大時，實施例二比實施例一的過沖量大，但調節時間要小，最終實施例二的電壓穩定水平要好于實施例一；
輸入電壓下降時，實施例一的過沖量和調節時間均小于實施例二，且最終兩者電壓水平均穩定在同一數值。由于實施例二穩態電壓水平要好于實施例一，且兩種方法的過沖量 和調節時間相當接近完全可滿足快速的瞬態響應，所以針對輸入電壓變化頻繁的場合宜選用實施例二。綜上所述，在負載變化頻繁的場合時選用控制實施例一，在輸入電壓變化頻繁的 場合時選用實施例二。整體來講，實施例一和實施例二的差別不大。
權利要求
1.一種帶有電壓前饋的快速滯環控制方法，其特征在于，在保持原PWM電壓開關部分電路的基礎上，更改原有PWM電壓控制電路反饋部分為輸出電壓經串聯的反饋調整電阻和充電電容接地；輸入電壓通過輸入端MOS開關管輸出，接前饋調整電阻和充電電容接地；輸入電壓通過輸入端MOS開關管，接串聯的兩個上下限閥值大小調整電阻和參考電壓后接地；充電電容電壓端接滯環比較器反相輸入端，兩個上下限閥值大小調整電阻中間點接滯環比較器同相輸入端，滯環比較器輸出進過驅動電路接輸入端MOS開關管柵極；得到輸出電壓
2.根據權利要求I所述帶有電壓前饋的快速滯環控制方法，其特征在于，所述輸入端MOS開關管輸出到前饋調整電阻的中間可加入比例或者比例積分環節。
3.根據權利要求I所述帶有電壓前饋的快速滯環控制方法，其特征在于，所述 輸入端MOS開關管輸出的兩個上下限閥值大小調整電阻的中間可加入比例或者比例積分環節。
4.根據權利要求I所述帶有電壓前饋的快速滯環控制方法，其特征在于，所述輸入電壓經過輸入端MOS開關管輸出，接串聯的兩個上下限閥值大小調整電阻和參考電壓后接地中，輸入端MOS開關管輸出可從MOS開關管柵極或源極輸出。
全文摘要
本發明涉及一種帶有電壓前饋的快速滯環控制方法，將傳統的PWM電壓控制中的反饋電路由滯環比較器和反饋旁路代替，輸入電壓經前饋調整電阻與充電電容相連，同時輸入電壓經上下限閥值大小調整電阻與參考電壓相連。輸出電壓經反饋調整電阻與充電電容相連。通過輸入及輸出電壓的改變引起充電電容兩端的電壓變化。此方法無需運算放大器和三角載波電路，實現了輸出電壓的精確控制；只需要一個滯環比較器，控制電路器件大大減少；沒有使用誤差放大器，沒有反饋相位延遲；負載變動和輸入電壓變動時輸出電壓均可被控制在最小限度以至能快速恢復原輸出電壓水平，滿足了在輸入電壓和輸出負載變化時的高速瞬態響應、小型、低成本、高效率的要求。
文檔編號H02M3/158GK102832814SQ20121033052
公開日2012年12月19日 申請日期2012年9月10日 優先權日2012年9月10日
發明者趙晉斌, 劉永曉 申請人:上海電力學院