專利名稱：一種應用于高頻直流變換器的控制電路及其控制方法
技術領域：
本發明涉及直流開關電源技術領域，尤其涉及一種應用于高頻直流變換器的控制電路及其控制方法。
背景技術：
目前，比較成熟的直流變換器的控制策略主要包括電壓模式控制和電流模式控制(包括峰值電流模式控制)兩種。由于電流模式控制具有暫態閉環響應較快、控制環易于設計等優點而得到了廣泛應用。圖I所示為現有技術中比較常見的采用電流模式控制的直流變換器的電路結構圖。以功率級電路的拓撲結構為降壓型直流變換器為例，根據輸出電壓反饋信號FB與基準電壓Vref得到該控制電路的基準電壓V rf，該控制電路的基準電壓
與電感電流采樣電路輸出的電感電流信號k進行比較后通過RS觸發器控制主電路開關。 但這種控制方案檢測電感電流的同時也檢測到了上開關管的峰值電流，由于上開關管的硬開關動作，因此電感電流采樣電路需要消隱電路以防止開關管的誤關斷，而較長的消隱時間(如在100納秒的開關周期中消隱時間需要占據10納秒左右)則造成了這種控制方案無法應用在高頻的直流變換器中。另外，通常采用采樣電阻檢測的方法檢測電感電流不可避免存在一定的電阻損耗。圖2所示為現有技術中比較常見的另一種直流變換器的控制方案的電路結構圖，其直接比較控制電路的基準電壓與輸出電壓反饋信號FB，并通過RS觸發器輸出主電路開關的控制信號，而無需采樣電感電流；其工作原理為電感電流的交流部分主要流經輸出電容C。，其等效電阻R。。上的電壓與電感電流紋波成比例關系，又由于輸出電壓V。為輸出電容電壓與等效電阻電壓之和，因此在輸出電壓V。中實際上已經包含了電感電流的信息。這種控制方案的實質是直接利用輸出電壓中包含的紋波信號，其動態響應較快。但也存在著不容忽視的問題當輸出電容的等效電阻較小時，其表征電感電流的紋波也比較?。惠敵鲭娙蓦妷合鄬τ诘刃щ娮桦妷合辔粶?，系統可能會出現次諧波振蕩，因此系統的穩定性受限制于所使用的輸出電容的特性。

發明內容
有鑒于此，本發明的目的在于提供一種應用于高頻直流變換器的控制電路，以克服現有技術中直流變換器的控制方案無法應用在高頻場合、存在采樣電阻損耗以及系統穩定性受輸出電容特性影響等問題。為實現上述目的，本發明提供如下技術方案依據本發明一實施例的一種應用于高頻直流變換器的控制電路，所述直流變換器包括一電感，所述控制電路包括紋波信號采樣電路和開關信號發生電路，所述紋波信號采樣電路根據所述電感的內阻壓降得到一輸出電壓紋波信號；所述開關信號發生電路接收輸出電壓反饋信號、第一基準電壓和所述輸出電壓紋波信號以控制功率級電路中的開關管。
優選的，所述輸出電壓紋波信號的直流部分的平均電壓與所述直流變換器的平均輸出電壓的比值等于所述輸出電壓反饋信號與所述直流變換器的輸出電壓的比值。進一步的，所述紋波信號采樣電路包括第一電阻、第二電阻和第一電容，其中；所述第一電阻和第一電容串聯連接后與所述電感并聯連接；所述第二電阻的一端連接至所述第一電阻和第一電容的公共連接點，另一端接地；所述第一電阻和第一電容的公共連接點的電壓作為所述輸出電壓紋波信號。優選的，所述第一電阻阻值和第一電容容值的乘積等于所述電感的電感值與其內阻的比值。進一步的，所述控制電路進一步包括輸出電壓反饋電路； 所述輸出電壓反饋電路包括串聯在所述直流變換器的輸出電壓和地之間的第三電阻和第四電阻，所述第三電阻和第四電阻的公共連接點處的電壓作為所述輸出電壓反饋
信號;所述第一電阻和第二電阻的比例系數與所述第三電阻和第四電阻的比例系數相
坐寸ο進一步的，所述開關信號發生電路包括一校正電路和一比較電路；其中所述校正電路接收所述輸出電壓反饋信號和第一基準電壓，以得到一基準信號；所述比較電路接收并比較所述基準信號和所述輸出電壓紋波信號，根據比較的結果輸出開關管的控制信號。進一步的，所述校正電路包括第一跨導放大器、第二跨導放大器和校正電阻；其中所述第一跨導放大器的同相輸入端接收所述輸出電壓反饋信號，其反相輸入端接收所述第一基準電壓，其輸出經過一補償電路的補償作用得到一誤差放大信號；所述第二跨導放大器反相輸入端接收所述誤差放大信號，其同相輸入端接地，其輸出端連接至所述校正電阻的一端；所述校正電阻的另一端接收所述第一基準電壓；所述校正電阻與所述第二跨導放大器的公共連接點處的電壓作為所述基準信號。依據本發明一實施例的一種應用于高頻直流變換器的控制方法，所述直流變換器包括一電感，包括以下步驟根據所述電感的內阻壓降得到輸出電壓紋波信號；接收輸出電壓反饋信號、第一基準電壓和所述輸出電壓紋波信號以控制功率級電路中的開關管的開關動作；優選的，所述輸出電壓紋波信號的直流部分的平均電壓與所述直流變換器的平均輸出電壓的比值等于所述輸出電壓反饋信號與所述直流變換器的輸出電壓的比值。進一步包括以下步驟接收所述輸出電壓反饋信號和第一基準電壓以得到一基準信號；接收并比較所述基準信號和輸出電壓紋波信號，根據比較的結果輸出開關管的控制信號。經由上述的技術方案可知，與現有技術相比，本發明提供的直流變換器的控制電路利用電感內阻壓降表征輸出電壓紋波信號，無需采樣電感電流避免了采樣電阻帶來的電能損耗；同時由于輸出電壓紋波信號的采樣不是直接采樣開關管的電流信號，因此無需過長的消隱時間，適合應用在高頻場合；系統的穩定性也不容易受到輸出電容特性的影響，因此輸出電容具有較大的器件選擇范圍，可以選擇等效電阻較小的小容值電容(如采用瓷片電容)作為輸出電容，從而使輸出電壓的波形更加平穩。通過下文優選實施例的具體描述，本發明的上述和其他優點更顯而易見。


為了更清楚地說明本發明實施例或現有技術中的技術方案，下面將對實施例或現有技術描述中所需要使用的附圖作簡單地介紹，顯而易見地，下面描述中的附圖僅僅是本發明的實施例，對于本領域普通技術人員來講，在不付出創造性勞動的前提下，還可以根據提供的附圖獲得其他的附圖。圖I所示為現有的一種電流模式控制的直流變換器的電路結構圖；
圖2所示為現有的另一種直流變換器的控制方案的電路結構圖；圖3所示為依據本發明的應用于高頻直流變換器的控制電路的第一實施例的原理框圖；圖4所示為依據本發明的應用于高頻直流變換器的控制電路的第二實施例的原理框圖；圖5所示為不加入校正電路時控制電路的工作波形圖；圖6所示為所述直流變換器工作在變頻模式下的原理框圖；圖7所示為依據本發明的應用于高頻直流變換器的控制方法流程示意圖。
具體實施例方式以下結合附圖對本發明的幾個優選實施例進行詳細描述，但本發明并不僅僅限于這些實施例。本發明涵蓋任何在本發明的精髓和范圍上做的替代、修改、等效方法以及方案。為了使公眾對本發明有徹底的了解，在以下本發明優選實施例中詳細說明了具體的細節，而對本領域技術人員來說沒有這些細節的描述也可以完全理解本發明。參考圖3，所示為依據本發明的應用于高頻直流變換器的控制電路的第一實施例的原理框圖，仍結合具體的降壓型直流變換器說明控制電路的實現方式和工作原理。為了使控制電路適用于高頻的直流變換裝置，必須保證電感電流的采樣無需過長的消隱時間，因此比較常用采用功率級電路中的開關管(通常采用MOSFET晶體管)的電流的方法無法適用。本實施例中，所述控制電路包括紋波信號采樣電路和開關信號發生電路；其中，由于電感電流和在其電感內阻上形成的電壓的變化趨勢一致，也同樣表征了輸出電壓上的紋波變化，因此根據這個關系利用所述紋波信號采樣電路根據功率級電路中電感的內阻壓降得到一輸出電壓紋波信號Vhp ;而所述開關信號發生電路接收所述紋波信號米樣電路輸出的輸出電壓紋波信號Vhp、輸出電壓反饋信號FB以及第一基準電壓Vkef,并據此輸出功率級電路中的開關管的控制信號。為了使所述輸出電壓紋波信號Vhp更好地跟蹤所述直流變換器的輸出電壓以提高控制精度，可以令所述輸出電壓紋波信號的直流部分的平均電壓與所述直流變換器的平均輸出電壓的比值等于所述輸出電壓反饋信號與所述直流變換器的輸出電壓的比值。
如圖3中所示，所述紋波信號采樣電路具體包括第一電阻&、第二電阻R2和第一電容C1，其中；所述第一電阻R1和第一電容C1串聯連接后與所述電感并聯連接；所述第二電阻R2的一端連接至所述第一電阻R1和第一電容C1的公共連接點，另一端接地；所述第一電阻R1和第一電容C1的公共連接點A的電壓表征了直流變換器輸出電壓與所述電感內阻電壓之和，其平均電壓可以近似表示為K = K,+1, R1( I )
A Ry + R1 L L Ry + R2
其中；^#為所述直流變換器的平均輸出電壓，—iL、Rl分別為平均電感電流及電感
內阻。由此可以看出A點的電壓中包含了電感電流的信息，因此可以作為所述輸出電壓紋
波信號V1^ip。 為了保證控制更加精確，在控制電路中無需對所述第一基準電壓Vkef進行過大的校正，可以使所述第一電容C1的電壓等于電感內阻壓降，為滿足這一條件，所述第一電容、第一電阻和電感的數值需要滿足一定的關系。為了簡化推導過程，對電路進行拉式變換，根據并聯電路電壓相等的原理可以得到以下關系式
1 ,/^CsX + Rf} — H--)(2)
Sf其中I1為流過所述第一電阻R1和第一電容C1的電流，則第一電容C1的電壓又可以表示為
IL t
——s——+ 1廠Cl=,/(SZ + K’:)一' ! = h.R'L1( 3 )
+ R1SV丨十i
Z . s I欲使Vcl=iJ^，則必須滿足^^_ = 1，繼而推導出K 二^_即所述第一電阻
s/v;, C Λ +11 Rl
阻值和第一電容容值的乘積等于所述電感的電感值與其內阻的比值。在本實施例中，所述輸出電壓反饋信號FB優選為由一輸出電壓反饋電路輸出。所述輸出電壓反饋電路包括串聯在所述直流變換器的輸出電壓Vrat和地之間的第三電阻民和第四電阻R4;所述第三電阻R3和第四電阻R4的公共連接點處的電壓作為所述輸出電壓反饋信號FB，其數值可以表示為Vm = Fout( 4 )
K、十從式⑴及式(4)可以看出，在電阻阻值的選取上可以優選所述第一電阻R1和第R% R
二電阻R2的比例系數與所述第三電阻R3和第四電阻R4的比例系數相等，即= j這樣
可以滿足所述輸出電壓紋波信號的直流部分的平均電壓與所述直流變換器的平均輸出電壓的比值等于所述輸出電壓反饋信號與所述直流變換器的輸出電壓的比值，從另一方面提高了控制的精確度，也減小了控制電路對所述第一基準電壓的校正。可見，采用圖3所示的依據本發明的直流變換器的控制電路，利用電感內阻壓降值的紋波表征輸出電壓紋波信號，無需采樣電感電流避免了采用采樣電阻帶來的電能損耗；同時由于輸出電壓紋波信號的采樣不是直接采樣開關管的電流信號，因此無需過長的消隱時間，能夠應用在高頻場合。在實際應用中還可以將紋波信號采樣電路中的第一電阻和第一電容集成于高頻芯片的內部，從而提高芯片的集成度和抗干擾能力。另外，由于輸出電壓紋波信號的采樣無需依賴于輸出電容的等效電阻，因此系統的穩定性不容易受輸出電容特性的影響，其器件選擇具有更大的范圍，可以選擇等效電阻較小的小容值電容(如采用瓷片電容)作為輸出電容，從而使輸出電壓的波形更加平穩。 參考圖4，為依據本發明的應用于高頻直流變換器的控制電路的第二實施例的原理框圖，在上一實施例的基礎上具體說明控制電路的各部分電路結構以及工作原理，其中所述開關信號發生電路包括一校正電路和一比較電路。所述校正電路接收所述輸出電壓反饋信號FB和第一基準電壓Vkef，根據所述輸出電壓反饋信號FB的變化對所述第一基準電壓Vkef進行校正后得到一基準信號REF ；而所述比較電路接收并比較所述基準信號REF和輸出電壓紋波信號VHP，并根據比較的結果輸出控制信號通過驅動電路驅動功率級電路中開關管的開關動作。優選的，所述開關信號發生電路包括比較器CMPl以及RS觸發器，其中比較器CMPl的同相輸入端接收所述輸出電壓紋波信號，而反相輸入端接收所述基準信號REF，其輸出端連接至所述RS觸發器的復位端，所述RS觸發器的置位端接收一高頻的時鐘信號控制所述直流變換器工作在定頻模式，其輸出端輸出所述開關管的控制信號。由所述開關信號發生電路的組成可以看出，當所述輸出電壓紋波信號Vrip的紋波峰值達到所述基準信號REF時，所述RS觸發器控制所述直流變換器的主開關管關斷，而所述時鐘信號到來時所述RS觸發器控制所述直流變換器的主開關管導通，這樣整個電路工作在定頻模式，繼而可以應用在手機、RF射頻等對抗干擾性要求較高的場合。同時，對于定頻的調制方式，在開關管的占空比接近或大于50%時，為了防止出現次諧波振蕩，保證系統的穩定性，一般在控制電路中加入一定的斜坡補償，由于斜坡補償為公知技術，目前已經被廣泛應用，為簡化圖形因此在原理框圖中沒有標注。如果將表征直流變換器輸出電壓期望值的所述第一基準電壓Vkef作為所述輸出電壓紋波信號Vhp的基準值而將兩者進行比較的話，將對輸出電壓的準確性帶來影響，參見圖5所示波形為不加入校正電路時控制電路的工作波形圖。當所述輸出電壓紋波信號Vhp的峰值達到所述第一基準電壓Vkef時控制開關管關斷，必然造成實際輸出電壓的平均值小于其期望值。為解決這一問題，需要所述校正電路對所述第一基準電壓Vkef進行校正。當所述校正電路包括一第一跨導放大器、第二跨導放大器和校正電阻；所述第一跨導放大器gml的同相輸入端接收所述輸出電壓反饋信號FB，其反相輸入端接收所述第一基準電壓Vkef，其輸出經過一補償電容組成的補償電路得到一誤差放大信號Vcomp ；所述第二跨導放大器gm2反相輸入端接收所述誤差放大信號V_p，其同相輸入端接地；其輸出端連接至所述校正電阻Rx的一端；所述校正電阻Rx的另一端接收所述第一基準電壓Vkef ；所述校正電阻Rx與所述第二跨導放大器的公共連接點處的電壓作為所述基準信號 REF。當所述輸出電壓反饋信號FB變高時，所述誤差放大信號V_p高于對地電壓，所述第二跨導放大器的輸出為灌電流，所述校正電阻Rx的壓降減低，調節所述基準信號REF變低；當所述輸出電壓反饋信號FB變低時，所述誤差放大信號Vramp低于對地電壓，所述第二跨導放大器的輸出為拉電流，所述校正電阻Rx的壓降升高，繼而所述基準信號REF變高。 依據圖4所示的實施例，由于將輸出電壓紋波信號直接與基準信號相比較，其比較器的輸出端不需要額外的補償電路，不僅提高了動態響應速度，同時進一步簡化了芯片的控制電路，從而達到了減小芯片面積的目的。在該實施例中分別給出了校正電路、補償電路的一種具體的實現方式。本領域技術人員可以得知，本發明并不局限于上述公開的實施方式，其他基于本發明原理的合適形式的電路結構同樣適用于本發明的實施例。同時所述直流變換器也不局限于工作在定頻模式。所述開關信號發生電路中RS觸發器的置位端可以接收一恒定導通時間控制信號，以控制所述直流變換器工作在變頻模式，其電路形式如圖6所示；同理所述開關信號發生電路也可以接收一恒定關斷時間控制信號。上面詳細描述了本發明所提供的應用于高頻直流變換器的控制電路以及應用其的直流電源，下面介紹本發明所提供的應用于高頻直流變換器的控制方法。參考圖7，為本發明所提供的一種應用于高頻直流變換器的控制方法流程示意圖，該方法具體包括如下步驟步驟S701 :根據所述電感的內阻壓降得到輸出電壓紋波信號；步驟S702 :接收輸出電壓反饋信號、第一基準電壓和所述輸出電壓紋波信號以控制功率級電路中的開關管的開關動作；其中，優選的，所述輸出電壓紋波信號的直流部分的平均電壓與所述直流變換器的平均輸出電壓的比值等于所述輸出電壓反饋信號與所述直流變換器的輸出電壓的比值。其中所述步驟702中可以進一步以下包括S702-1 :接收所述輸出電壓反饋信號和第一基準電壓以得到一基準信號；S702-2:接收并比較所述基準信號和輸出電壓紋波信號，根據比較的結果輸出開關管的控制信號。本說明書中各個實施例采用遞進的方式描述，每個實施例重點說明的都是與其他實施例的不同之處，各個實施例之間相同相似部分互相參見即可。對于實施例提供的裝置而言，由于其與實施例提供的方法相對應，所以描述的比較簡單，相關之處參見方法部分說明即可。依照本發明的實施例如上文所述，這些實施例并沒有詳盡敘述所有的細節，也不限制該發明僅為所述的具體實施例。顯然，根據以上描述，可作很多的修改和變化。本說明書選取并具體描述這些實施例，是為了更好地解釋本發明的原理和實際應用，從而使所屬技術領域技術人員能很好地利用本發明以及在本發明基礎上的修改使用。 本發明僅受權利要求書及其全部范圍和等效物的限制。
權利要求
1.一種應用于高頻直流變換器的控制電路，所述直流變換器包括一電感，其特征在于，所述控制電路包括紋波信號采樣電路和開關信號發生電路， 所述紋波信號采樣電路根據所述電感的內阻壓降得到一輸出電壓紋波信號； 所述開關信號發生電路接收輸出電壓反饋信號、第一基準電壓和所述輸出電壓紋波信號以控制功率級電路中的開關管。
2.根據權利要求I所述的控制電路，其特征在于，所述輸出電壓紋波信號的直流部分的平均電壓與所述直流變換器的平均輸出電壓的比值等于所述輸出電壓反饋信號與所述直流變換器的輸出電壓的比值。
3.根據權利要求I所述的控制電路，其特征在于，所述紋波信號采樣電路包括第一電阻、第二電阻和第一電容，其中； 所述第一電阻和第一電容串聯連接后與所述電感并聯連接； 所述第二電阻的一端連接至所述第一電阻和第一電容的公共連接點，另一端接地； 所述第一電阻和第一電容的公共連接點的電壓作為所述輸出電壓紋波信號。
4.根據權利要求3所述的控制電路，其特征在于，所述第一電阻阻值和第一電容容值的乘積等于所述電感的電感值與其內阻的比值。
5.根據權利要求3所述的控制電路，其特征在于，所述控制電路進一步包括輸出電壓反饋電路； 所述輸出電壓反饋電路包括串聯在所述直流變換器的輸出電壓和地之間的第三電阻和第四電阻，所述第三電阻和第四電阻的公共連接點處的電壓作為所述輸出電壓反饋信號; 所述第一電阻和第二電阻的比例系數與所述第三電阻和第四電阻的比例系數相等。
6.根據權利要求I所述的控制電路，其特征在于，所述開關信號發生電路包括一校正電路和一比較電路；其中 所述校正電路接收所述輸出電壓反饋信號和第一基準電壓，以得到一基準信號； 所述比較電路接收并比較所述基準信號和所述輸出電壓紋波信號，根據比較的結果輸出開關管的控制信號。
7.根據權利要求6所述的控制電路，其特征在于，所述校正電路包括第一跨導放大器、第二跨導放大器和校正電阻； 其中所述第一跨導放大器的同相輸入端接收所述輸出電壓反饋信號，其反相輸入端接收所述第一基準電壓，其輸出經過一補償電路的補償作用得到一誤差放大信號； 所述第二跨導放大器反相輸入端接收所述誤差放大信號，其同相輸入端接地，其輸出端連接至所述校正電阻的一端； 所述校正電阻的另一端接收所述第一基準電壓； 所述校正電阻與所述第二跨導放大器的公共連接點處的電壓作為所述基準信號。
8.一種應用于高頻直流變換器的控制方法，所述直流變換器包括一電感，其特征在于， 根據所述電感的內阻壓降得到輸出電壓紋波信號； 接收輸出電壓反饋信號、第一基準電壓和所述輸出電壓紋波信號以控制功率級電路中的開關管的開關動作。
9.根據權利要求8所述的控制方法，其特征在于，所述輸出電壓紋波信號的直流部分的平均電壓與所述直流變換器的平均輸出電壓的比值等于所述輸出電壓反饋信號與所述直流變換器的輸出電壓的比值。
10.根據權利要求8所述的控制方法，其特征在于，進一步包括 接收所述輸出電壓反饋信號和第一基準電壓以得到一基準信號； 接收并比較所述基準信號和輸出電壓紋波信號，根據比較的結果輸出開關管的控制信號。
全文摘要
本發明的一種應用于高頻直流變換器的控制電路，利用直流變換器中電感內阻壓降表征輸出電壓紋波信號，無需采樣電感電流避免了采樣電阻帶來的電能損耗；同時由于輸出電壓紋波信號的采樣不是直接采樣開關管的電流信號，因此無需過長的消隱時間，適合應用在高頻場合；系統的穩定性也不容易受到輸出電容特性的影響，因此輸出電容具有較大的器件選擇范圍，可以選擇等效電阻較小的小容值電容(如采用瓷片電容)作為輸出電容，從而使輸出電壓的波形更加平穩。
文檔編號H02M3/156GK102904445SQ20121038893
公開日2013年1月30日 申請日期2012年10月15日 優先權日2012年10月15日
發明者孫良偉 申請人:矽力杰半導體技術(杭州)有限公司