專利名稱：一種寬負載范圍的低電壓應力反激功率因數校正變換控制方法及其裝置的制作方法
技術領域：
本發明涉及電力控制設備，尤其是一種低電壓應力的反激功率因數校正變換器控制方法及其裝置。
背景技術：
近年來，電力電子技術迅速發展，作為電力電子領域重要組成部分的電源技術逐漸成為應用和研究的熱點。開關電源以其效率高、功率密度高而確立了其在電源領域中的主流地位，但其通過整流器接入電網時會存在一個致命的弱點功率因數較低(一般僅為O. 45 O. 75)，且在電網中會產生大量的電流諧波和無功功率而污染電網。抑制開 關電源產生諧波的方法主要有兩種一是被動法，即采用無源濾波或有源濾波電路來旁路或消除諧波；二是主動法，即設計新一代高性能整流器，它具有輸入電流為正弦波、諧波含量低以及功率因數高等特點，即具有功率因數校正功能。開關電源功率因數校正研究的重點，主要是功率因數校正電路拓撲的研究和功率因數校正控制集成電路的開發。傳統的有源功率因數校正電路一般采用Boost-升壓拓撲，這是因為Boost具有控制容易、驅動簡單以及功率因數可以接近于1，但是Boost功率因數校正有輸出電壓高的缺點。在小功率的應用場合，Buck-降壓拓撲和反激變換器經常使用，但是Buck電路實現PFC時，由于當輸入電壓低于輸出電壓時，不傳遞能量，輸入電流為0，交越失真嚴重。而反激變換器在整個工頻周期內都可以傳遞能量，功率因數和總諧波畸變都優于Buck變換器。反激功率因數校正器通常有斷續模式和臨界連續模式兩種工作模式。斷續模式反激功率因數校正器可以獲得單位功率因數，但是其峰值電流很大，使開關管的導通損耗增大并影響變換器效率；臨界連續模式反激功率因數校正器，其導通時間在一個工頻周期內是固定的，雖然效率比斷續模式反激功率因數校正器高，但是不能獲得單位功率因數，功率因數和總諧波畸變都比斷續模式反激功率因數校正器差。

發明內容
本發明的目的是提供一種新穎的具有寬負載范圍的低電壓應力反激功率因數校正變換器及其控制方法，采用該方法可使反激功率因數校正器獲得單位功率因數，降低開關管承受的電壓應力，并提高了變換器的帶載能力。本發明實現其發明目的，所采用的技術方案是一種具有寬負載范圍的低電壓應力反激功率因數校正變換器控制方法，其具體作法是在傳統反激功率因數校正變換器的開關管Q1與反激變壓器T的原邊繞組2端之間串聯一個開關管Q2,開關管Q1與開關管Q2之間連接功率二極管D6的陽極，功率二極管D6的陰極接反激變壓器T原邊繞組的I端。在對傳統反激功率因數校正變換器作如上設置后，由R1和R2組成的輸出電壓采樣對變換器輸出電壓V()(t)采樣后輸入運算放大器的負端，運算放大器的正端輸入參考電壓信號vMf，經過補償網絡后運算放大器輸出補償控制信號vramp。把鋸齒波發生器輸出的鋸齒波和補償控制信號Vramp分別輸入比較器I的正端和負端。比較器I的輸出信號經過RS-觸發器I后輸入到半橋驅動電路，經驅動電路放大后輸出給開關管Qi。當鋸齒波發生器輸出的鋸齒波電壓大于補償控制信號Vconp時開關管Q1關斷，當鋸齒波發生器輸出的鋸齒波電壓小于補償控制信號V_p時開關管Q1導通；且設定補償網絡使整個電壓控制環路的截止頻率遠小于工頻，則運算放大器輸出的補償控制信號Vramp在半個工頻周期內維持不變。輸入電壓vin(t)與負載電流ijt)信號分別輸入正弦波發生電路，產生的正弦波信號輸入到比較器2的負端，比較器2的正端輸入信號為反激變壓器副邊輸出電流信號L(t)。比較器2的輸出信號與比較器I的輸出信號經過或門后輸入RS-觸發器2，其輸出再經過半橋驅動電路放大后輸出給開關管Q2。
與現有技術相比，本發明的有益效果是I、相對于傳統的反激功率因數校正器，采用本發明的寬負載范圍的低電壓應力反激功率因數校正變換器及其控制，可以獲得單位功率因數和更小的總諧波畸變；2、相對于傳統的反激功率因數校正變換器，采用本發明的寬負載范圍的低電壓應力反激功率因數校正變換器及其控制，在同樣的主電路參數條件下可以適用于更大功率的功率因數校正變換器，在獲得同樣高的功率因數的情況下，可以獲得更高的效率。3、相對于傳統的反激功率因數校正變換器，采用本發明的寬負載范圍的低電壓應力反激功率因數校正變換器及其控制，可以降低開關管承受的電壓應力，降低了開關管的選擇難度，同時降低了變換器成本并提高了效率。本發明的另一目的是提供一種實現以上功率因數校正方法的裝置。其具體構造采用在傳統反激功率因數校正變換器的開關管Q1與反激變壓器T的原邊繞組2端之間串聯一個開關管Q2,開關管Q1與開關管Q2之間連接功率二極管D6的陽極，功率二極管D6的陰極接反激變壓器T原邊繞組的I端。由R1和R2組成的輸出電壓采樣對變換器輸出電壓vjt)采樣后輸入運算放大器的負端，運算放大器的正端輸入參考電壓信號VMf，經過補償網絡后運算放大器輸出補償控制信號Vramp。把鋸齒波發生器輸出的鋸齒波和補償控制信號Vconp分別輸入比較器I的正端和負端。比較器I的輸出信號經過RS-觸發器I后輸入到半橋驅動電路，經驅動電路放大后輸出給開關管％。當鋸齒波發生器輸出的鋸齒波電壓大于補償控制信號Vconp時開關管Q1關斷，當鋸齒波發生器輸出的鋸齒波電壓小于補償控制信號V_p時開關管Q1導通；且設定補償網絡使整個電壓控制環路的截止頻率遠小于工頻，則運算放大器輸出的補償控制信號Vcotp在半個工頻周期內維持不變。輸入電壓Vin(t)與負載電流ijt)信號反別輸入正弦波發生電路，產生的正弦波信號輸入到比較器2的負端，比較器2的正端輸入信號為反激變壓器副邊輸出電流信號L(t)。比較器2的輸出信號與比較器I的輸出信號經過或門后輸入RS-觸發器2，其輸出再經過半橋驅動電路放大后輸出給開關管Q2。可見，采用以上裝置可以方便可靠地實現本發明以上方法。


圖I為寬負載范圍的低電壓應力反激功率因數校正變換器系統結構框圖。圖2為傳統反激功率因數校正變換器在100W負載功率下的主要波形圖。
圖3為傳統反激功率因數校正變換器在200W負載功率下的主要波形圖。圖4為本發明實施例一在100W負載功率下的主要波形圖。圖5為本發明實施例一在200W負載功率下的主要波形圖。圖6為本發明實施例二的電路結構示意圖。
具體實施例方式下面通過具體的實例并結合附圖對本發明做進一步詳細的描述。實施例一圖I為本發明實施例一的結構框圖。 本發明的一種具體實施方式
為，一種寬負載范圍的低電壓應力反激功率因數校正變換器的拓撲結構和控制方法，其具體作法是在傳統反激功率因數校正變換器的開關管Q1與反激變壓器T的原邊繞組2端之間串聯一個開關管Q2,開關管Q1與開關管Q2之間連接功率二極管D6的陽極，功率二極管D6的陰極接反激變壓器T原邊繞組的I端。由R1和R2組成的輸出電壓采樣對變換器輸出電壓vjt)采樣后輸入運算放大器的負端，運算放大器的正端輸入參考電壓信號VMf，經過補償網絡后運算放大器輸出補償控制信號ν·ρ。把鋸齒波發生器輸出的鋸齒波和補償控制信號ν_ρ分別輸入比較器I的正端和負端。比較器I的輸出信號經過RS-觸發器I后輸入到半橋驅動電路，經驅動電路放大后輸出給開關管Qp當鋸齒波發生器輸出的鋸齒波電壓大于補償控制信號Vcomp時開關管Q1關斷，當鋸齒波發生器輸出的鋸齒波電壓小于補償控制信號Vconp時開關管Q1導通；且設定補償網絡使整個電壓控制環路的截止頻率遠小于工頻，則運算放大器輸出的補償控制信號Vramp在半個工頻周期內維持不變。輸入電壓vin(t)與負載電流ijt)信號反別輸入正弦波發生電路，產生的正弦波信號輸入到比較器2的負端，比較器2的正端輸入信號為反激變壓器副邊輸出電流信號込⑴。比較器2的輸出信號與比較器I的輸出信號經過或門后輸入RS-觸發器2，其輸出再經過半橋驅動電路放大后輸出給開關管Q2。利用SMetrix/SMPLIS仿真軟件分別對傳統反激功率因數校正變換器和本發明實施例一進校時域仿真，仿真結果波形如下圖2為傳統反激功率因數校正變換器在100W負載功率下的時域仿真波形，從上到下依次為開關管Q1承受的電壓應力波形、輸出電壓波形、輸入電壓波形合輸入電流波形。從圖2可以看出，輸入電流很好的跟蹤了輸入電壓的波形，該電源具有很高的功率因數。此時反激功率因數校正變換器輸出電壓穩定在48V，穩態時開關管Q1承受的最大電壓應力為300V。圖3為傳統反激功率因數校正變換器在200W負載功率下的時域仿真波形，從上到下依次為開關管％承受的電壓應力波形、輸出電壓波形、輸入電壓波形合輸入電流波形。從圖3可以看出，當負載功率增大時，輸入電流在峰值點附近發生畸變，無法跟蹤輸入電壓的波形，降低了電源的功率因數。此時反激功率因數校正變換器輸出電壓穩定在48V，穩態時開關管Q1承受的最大電壓應力為450V。圖4為本發明實施例一在100W負載功率下的時域仿真波形，從上到下依次為開關管92承受的電壓應力波形、開關管％承受的電壓應力波形、輸出電壓波形、輸入電壓波形合輸入電流波形。從圖4可以看出，輸入電流很好的跟蹤了輸入電壓的波形，該電源具有很高的功率因數。此時反激功率因數校正變換器輸出電壓穩定在48V，穩態時開關管Q1承受的最大電壓應力為180V，穩態時開關管Q1承受的最大電壓應力為140V。圖5為本發明實施例一在200W負載功率下的時域仿真波形，從上到下依次為開關管92承受的電壓應力波形、開關管％承受的電壓應力波形、輸出電壓波形、輸入電壓波形合輸入電流波形。從圖5可以看出，負載增大時本發明實施例一的輸入電流仍然很好的跟蹤了輸入電壓的波形，該電源具有很高的功率因數。此時反激功率因數校正變換器輸出電壓穩定在48V，穩態時開關管Q1承受的最大電壓應力為200V，穩態時開關管Q1承受的最大電壓應力為140V。由圖2 圖5可以看出，傳統反激功率因數校正變換器在200W負載功率下無法正常工作；但是在同樣的主電路參數條件下，本發明實施例一在100W與200W負載功率下，均可以實現輸入電流很好的跟蹤了輸入電壓的波形，具有很高的功率因數，且開關管(^與仏承受的電壓應力均小于傳統反激功率因數校正變換器中開關管Q1承受的電壓應力。 實施例二圖6示出，本例與實施例一相比，不同之處是開關電源的功率因數校正變換器為正激變換器。控制方式和工作過程與實施例一類似。同樣能通過仿真結果證明，它能實現本發明的目的。本發明方法除可用于以上實施例中的反激功率因數校正變換器組成的開關電源夕卜，也可用于正激功率因數校正變換器等隔離型功率因數校正變換器電路組成的功率因數開關電源。
權利要求
1.一種寬負載范圍的低電壓應力反激功率因數校正變換器控制方法，其特征在于在傳統反激功率因數校正變換器的開關管Q1與反激變壓器T的原邊繞組2端之間串聯一個開關管Q2,開關管Q1與開關管Q2之間連接功率二極管D6的陽極，功率二極管D6的陰極接反激變壓器T原邊繞組的I端；在對傳統反激功率因數校正變換器作如上設置后，由R1和R2組成的輸出電壓采樣對變換器輸出電壓V()(t)采樣后輸入運算放大器的負端，運算放大器的正端輸入參考電壓信號VMf，經過補償網絡后運算放大器輸出補償控制信號V_p，把鋸齒波發生器輸出的鋸齒波和補償控制信號1。_分別輸入比較器I的正端和負端；比較器I的輸出信號經過RS-觸發器I后輸入到半橋驅動電路，經驅動電路放大后輸出給開關管Q1 ;當鋸齒波發生器輸出的鋸齒波電壓大于補償控制信號Vramp時開關管Q1關斷，當鋸齒波發生器輸出的鋸齒波電壓小于補償控制信號Vcotp時開關管Ql導通；且設定補償網絡使整個電壓控制環路的截止頻率遠小于工頻，則運算放大器輸出的補償控制信號Vconp在半個工頻周期內維持不變；輸入電壓vin(t)與負載電流ijt)信號分別輸入正弦波發生電路，產生的正弦波信號輸入到比較器2的負端，比較器2的正端輸入信號為反激變壓器副邊輸出電流信號iL2 (t);比較器2的輸出信號與比較器I的輸出信號經過或門后輸入RS-觸發器2,其輸出再經過半橋驅動電路放大后輸出給開關管Q2。
2.一種實現權利要求或I所述方法的寬負載范圍的低電壓應力反激功率因數校正變換器裝置，由改進的反激功率因數校正變換器和控制器組成，其特征在于，在傳統反激功率因數校正變換器的開關管Q1與反激變壓器T的原邊繞組2端之間串聯一個開關管Q2,開關管Q1與開關管Q2之間連接功率二極管D6的陽極，功率二極管D6的陰極接反激變壓器T原邊繞組的I端。
3.如權利要求2所述的寬負載范圍的低電壓應力反激功率因數校正變換器控制裝置，其特征在于，所述反激變換器拓撲也可替換為隔離型功率因數校正變換器拓撲如正激變換器拓撲。
全文摘要
本發明公開了一種寬負載范圍的低電壓應力反激功率因數校正變換器控制方法及其裝置，在傳統反激功率因數校正變換器的開關管Q1與反激變壓器T的原邊繞組2端之間串聯一個開關管Q2，開關管Q1與開關管Q2之間連接功率二極管D6的陽極，功率二極管D6的陰極接反激變壓器T原邊繞組的1端。通過如上設計拓寬了傳統反激功率因數變換器的帶載能力。本發明在同樣主電路參數的前提下，可以提高傳統反激功率因數校正器的負載范圍，降低變壓器原邊繞組所連開關管承受的電壓應力。本發明的寬負載范圍的低電壓應力反激功率因數校正變換器效率高，同時能保證在整個輸入電壓范圍內獲得單位功率因數。
文檔編號H02M1/42GK102946200SQ20121044717
公開日2013年2月27日 申請日期2012年11月9日 優先權日2012年11月9日
發明者許建平, 張斐, 閻鐵生, 楊平, 周國華 申請人:西南交通大學