一種升壓型電荷泵電路的制作方法
【專利摘要】本發明提供的電荷泵電路不使用電壓調節器，采用反饋控制對輸出電壓峰值進行調節，保證輸出電壓適應于不同應用的步進電機驅動器；電荷泵通過不斷地重復充電與放電，來維持輸出電壓的穩定，保證輸出電壓值與參考電壓的差值穩定，使得輸出電壓紋波小，滿足步進電機驅動器的要求；采用電位鉗制模塊，限制了泵電容的充電電位，提高了電路啟動效率，從而節省功耗。
【專利說明】一種升壓型電荷泵電路
【技術領域】
[0001 ] 本發明涉及一種電荷泵電路，尤其涉及一種用于步進電機驅動器的升壓型電荷泵電路。
【背景技術】
[0002]圖1示出了一種公知的電荷泵電路，包括泵電容Cpump、輸出電容Cout和開關電路；該電荷泵電路的工作過程包括兩個階段，在第一階段中，開關SI與S4處于不導通狀態，開關S2與S3處于導通狀態,使得泵電容Cpump的一端NA稱合于地,另一端NB稱合于輸入電壓Vin,電源對泵電容Cpump充電,使得泵電容Cpump的兩端NB與NA間的電位差升至Vin ;在第二階段中，開關SI與S4處于導通狀態，開關S2與S3處于不導通狀態，使得泵電容Cpump的端點NA耦合于輸入電壓Vin，端點NB耦合于輸出端Vout。因而，在第二階段開始時，泵電容Cpump的端點NB處的電壓從原本的Vin被瞬間提高至2*Vin，經由已導通的開關S4，此電壓2*Vin施加輸出端Vout，該電荷泵電路的缺點在于僅能提供固定在2*Vin的輸出電壓Vout。
[0003]為了提供可在Vin與2*Vin之間任意調整的輸出電壓Vout，在輸出電容Cout與輸出端Vout之間設置線性電壓調節器，如圖2所示。根據預先設定的參考電壓Vref，線性電壓調節器將輸出電容Cout的電極NC上的泵電壓轉換成介于Vin與2*Vin之間的輸出電壓Vout0雖然線性電壓調節器能夠有效地將固定的泵電壓轉換成介于Vin與2*Vin之間的可調整輸出電壓Vout，但是電壓調節器造成轉換效率下降而浪費能源。
[0004]此外，由于步進電機驅動器需要電荷泵的輸出電壓值與電源電壓的差值保持恒定，而且步進電機驅動器的工作電壓隨應用系統變化而變化的，因此電荷泵難以滿足上述要求。

【發明內容】

[0005]有鑒于現有技術中存在的問題，本發明的一個目的在于提供一種升壓型電荷泵電路，采用反饋控制，調整電荷泵電路輸出電壓，同時保持電荷泵的輸出電壓值與電源電壓的差值穩定，以滿足步進電機驅動器的要求。
[0006]為實現上述目的，本發明提供一種電荷泵電路，至少包括輸出端Vout、一對NMOS開關管M1、M2、一對二極管D1、D2、泵電容Cpump和充電電容Cout，NMOS開關管M1、M2與二極管Dl、D2構成H橋結構，泵電容Cpump跨接于NMOS開關管Ml的源極與二極管Dl的負極之間，充電電容Cout跨接于二極管D2的負極與地之間，其特征在于，
[0007]電荷泵電路還包括振蕩器、脈沖調制器、第一驅動器、第二驅動器以及反饋控制單元;
[0008]振蕩器用于產生脈沖信號，脈沖信號為占空比為50%的方波信號；
[0009]第一驅動器的輸出與NMOS開關管Ml的柵極連接，用于控制NMOS開關管Ml的導通與關閉，第二驅動器的輸出與NMOS開關管M2的柵極連接，用于控制NMOS開關管M2的導通與關閉；
[0010]反饋控制單元的輸入連接到輸出端Vout，用于比較輸出電壓VCP與設定參考電壓，產生控制信號；
[0011 ] 脈沖調制器包括輸入端CLK、VCP_DET和輸出端UP_CTRL、DN_CTRL,輸入端CLK與振蕩器的輸出連接，輸入端VCP_DET與反饋控制單元的輸出端連接，輸出端UP_CTRL與第一驅動器的輸入端連接，輸出端DN_CTRL與第二驅動器的輸入端連接，用于將反饋控制單元產生的控制信號調制到振蕩器產生的脈沖信號，控制第一驅動器和第二驅動器。
[0012]進一步地，反饋控制單元包括MOS管偏置電流源，輸出端Vout的電壓VCP通過齊納管ZN輸入MOS管電流鏡，在齊納管ZN上形成電壓降Vzn ；電源電壓VBB通過電阻R輸入MOS管電流鏡，在電阻R上形成電壓降Vr ;
[0013]當輸出端Vout的電壓VCP與電源電壓VBB的電壓差值，大于齊納管ZN上的電壓降Vzn與電阻R上的電壓降Vr的電壓差值時，MOS管電流鏡像電路中右支路的PMOS管飽和電流大于NMOS管飽和電流，NMOS管工作于飽和區，漏極電壓接近為數字邏輯電平VDD，則反相器輸出信號為O ;
[0014]當輸出端Vout的電壓VCP與電源電壓VBB的電壓差值，小于齊納管ZN上的電壓降Vzn與電阻R上的電壓降Vr的電壓差值時，MOS管電流鏡像電路中的右支路PMOS管飽和電流小于NMOS管飽和電流，NMOS管工作于線性區，因此反相器輸出信號為I。
[0015]進一步地，MOS管電流鏡包括 PMOS 管 MP1、MP2、MP3、MP4、NMOS 管 MN1、MN2、MN3、MN4和反相器，其中
[0016]PMOS管MPl的柵極與PMOS管MPl的柵極連接，PMOS管MPl的柵極與漏極連接，PMOS管MPl的源極通過電阻R連接到電源電壓VBB，PMOS管MP2的源極通過齊納管ZN連接到輸出端Vout的電壓VCP，PMOS管MPl的漏極與PMOS管MP3的源極連接，PMOS管MP2的漏極與PMOS管MP4的源極連接；
[0017]PMOS管MP3的柵極與PMOS管MP4的柵極連接，PMOS管MP3的柵極與漏極連接，PMOS管MP3的漏極與NMOS管MN3的漏極連接，PMOS管MP4的漏極與NMOS管MN4的漏極連接；
[0018]NMOS管麗3的柵極與NMOS管MN4的柵極連接，且接于外部偏置電位，其大小為數字邏輯電平VDD與第一 NMOS管導通閾值電壓VTH之和；NM0S管MN3的源極與NMOS管MNl的漏極連接，NMOS管MN4的源極與NMOS管MN2的漏極連接；
[0019]NMOS管麗I的柵極與NMOS管麗2的柵極連接，且接于外部電流偏置電位BI，NMOS管麗I的源極與地I連接，NMOS管麗2的源極與地連接；
[0020]NMOS管麗2的漏極與反相器的輸入端連接。
[0021]進一步地，電荷泵電路還包括電位鉗制電路，用以限制泵電容Cpump的充電電位，限制了泵電容的充電電位，提高了電路轉換效率，從而節省功耗。
[0022]進一步地，電位鉗制電路將泵電容Cpump的柵極電位限制在不高于齊納管串聯反向導通壓降Vzn與第一 NMOS管導通閾值電壓VTH之壓差2Vzn_VTH。
[0023]與現有技術相比，本發明提供的電荷泵電路具有以下有益效果:
[0024]( I)不使用電壓調節器，采用反饋控制對輸出電壓峰值進行調節，保證輸出電壓適應于不同應用的步進電機驅動器；[0025](2)電荷泵通過不斷地重復充電與放電，來維持輸出電壓的穩定，保證輸出電壓值與參考電壓的差值穩定，使得輸出電壓紋波小，滿足步進電機驅動器的要求；
[0026](3)采用電位鉗制模塊，限制了泵電容的充電電位，提高了電路轉換效率，從而節省功耗。
【專利附圖】

【附圖說明】
[0027]圖1是傳統的電荷泵電路結構；
[0028]圖2是傳統的電荷泵電路結構；
[0029]圖3是本發明的一個實施例的電荷泵電路的電路圖；
[0030]圖4是圖3所示的電荷泵電路的脈沖調制器的電路圖；
[0031]圖5是圖3所示的電荷泵電路的反饋控制單元的電路圖；
[0032]圖6是圖3所示的電荷泵電路的驅動器的電路圖；
[0033]圖7是圖3所示的電荷泵電路的波形圖。
【具體實施方式】
[0034]下文的說明與附圖將使本發明的前述與其他目的、特征、與優點更明顯。在此將參照附圖詳細說明根據本發明的具體實施例。
[0035]如圖3所不,本發明的一個實施例的電荷泵電路,包括輸出端Vout、一對NMOS開關管M1、M2、一對二極管D1、D2、泵電容Cpump和充電電容Cout，NMOS開關管M1、M2與二極管Dl、D2構成H橋結構，泵電容Cpump跨接于NMOS開關管Ml的源極與二極管Dl的負極之間，充電電容Cout跨接于二極管D2的負極與地之間；
[0036]本實施例中的電荷泵電路還包括振蕩器、脈沖調制器、第一驅動器、第二驅動器以及反饋控制單元；
[0037]振蕩器用于產生脈沖信號；脈沖信號為占空比為50%的方波信號；
[0038]第一驅動器的輸出與NMOS開關管Ml的柵極連接，用于控制NMOS開關管Ml的導通與關閉，第二驅動器的輸出與NMOS開關管M2的柵極連接，用于控制NMOS開關管M2的導通與關閉；
[0039]反饋控制單元的輸入連接到輸出端Vout，用于比較輸出電壓與設定電壓，產生控制信號；
[0040]如圖4所示，脈沖調制器根據時鐘信號的頻率對反饋控制單元的比較結果進行調制，輸出控制NMOS開關管的控制信號；脈沖調制器包括輸入端CLK、VCP_DET和輸出端UP_CTRL、DN_CTRL，輸入端CLK與振蕩器的輸出連接，輸入端VCP_DET與反饋控制單元的輸出端連接，輸出端UP_CTRL與第一驅動器的輸入端連接，輸出端DN_CTRL與第二驅動器的輸入端連接，用于將反饋控制單元產生的控制信號調制到振蕩器產生的脈沖信號，控制第一驅動器和第二驅動器。
[0041]如圖5所示,反饋控制單元包括MOS管電流鏡,輸出端Vout的電壓VCP通過齊納管ZN輸入MOS管電流鏡，在齊納管ZN上形成電壓降Vzn ；電源電壓VBB通過電阻R輸入MOS管電流鏡，在電阻R上形成電壓降Vr ；
[0042]如圖5 所示，MOS 管電流鏡包括 PMOS 管 MP1、MP2、MP3、MP4、NMOS 管 MN1、MN2、MN3、MN4和反相器，其中
[0043]PMOS管MPl的柵極與PMOS管MPl的柵極連接，PMOS管MPl的柵極與漏極連接，PMOS管MPl的源極通過電阻R連接到電源電壓VBB，PMOS管MP2的源極通過齊納管ZN連接到輸出端Vout的電壓VCP，PMOS管MPl的漏極與PMOS管MP3的源極連接，PMOS管MP2的漏極與PMOS管MP4的源極連接；
[0044]PMOS管MP3的柵極與PMOS管MP4的柵極連接，PMOS管MP3的柵極與漏極連接，PMOS管MP3的漏極與NMOS管MN3的漏極連接，PMOS管MP4的漏極與NMOS管MN4的漏極連接；
[0045]NMOS管MN3的柵極與NMOS管MN4的柵極連接，NMOS管MN3的源極與NMOS管MNl的漏極連接，NMOS管MN4的源極與NMOS管MN2的漏極連接；
[0046]NMOS管麗I的柵極與NMOS管麗2的柵極連接，NMOS管麗I的源極與地I連接，NMOS管MN2的源極與地I連接；
[0047]NMOS管麗2的漏極與反相器的輸入端連接。[0048]當VCP-VBB>Vzn_Vr時，MOS管電流鏡中右支路的上管PMOS管飽和電流大于下管NMOS管飽和電流，NMOS管工作于飽和區，漏極電壓接近為數字邏輯電平VDD，則反相器輸出信號為O。
[0049]當VCP-VBB〈Vzn-Vr時，MOS管電流鏡中的上管PMOS管鏡像電流小于下管NMOS管鏡像電流，?OS管工作于線性區，因此反相器輸出信號為I。
[0050]合理設置電阻R的阻值，即可得到預期的輸出電壓。
[0051]圖5所示的反饋比較控制電路在不使用運算放大器、不添加電壓差值運算電路的情況下，直接使用兩路電流源，通過設置電流源中NMOS管和PMOS管的工作區域，完成信號的比較過程，是本電路的一個優點。高壓壓差的閾值通過電阻R大小的分壓設定，設置靈活，電路功耗低，是本電路的另外一個優點。
[0052]如圖6所示，PHA和PHB為第一驅動器與第二驅動器的數字邏輯控制信號，第一驅動器與NMOS管Ml的柵極連接，控制NMOS管Ml的導通與關閉；第二驅動器與NMOS管M2的柵極連接，控制NMOS管M2的導通與關閉。PHA和PHB為高電平時，相應的NMOS管導通；PHA和PHB為低電平時，相應的NMOS管關閉。
[0053]如圖6所示，電荷泵轉換電路包括H橋充放電電路和驅動器I和驅動器2。驅動器I和驅動器2完成電平移位功能，使得數字邏輯信號得以控制第一 NMOS管和第二 NMOS管的導通與關斷。驅動器I主要由電平移位電路和鉗位電路構成，鉗位電路提高了電荷泵轉換效率，對泵電容Cpump左側電位進行了鉗位限制，限制泵電容Cpump的充電電位。
[0054]圖6中，第一NMOS管的柵極采用兩個齊納管的串聯鉗位，其電位最高為2Vzn。第一 NMOS開關管的導通閾值電壓大小為VTH，則第一 NMOS管的源極電位最高為2Vzn_VTH，泵電容Cpump左極板充電電位不高于2Vzn-VTH,即泵電容Cpump的左側電位不會升高至電源電壓VBB。在電荷泵初始啟動時泵電容Cpump給輸出電容Cout充電，串聯的齊納管鉗位電路限制了泵電容Cpump的端電壓和輸出端VCP之間的壓差，降低了二極管D2上的功耗，平穩了泵電容Cpump對輸出電容Cout的充電電流，提高了電路的啟動效率。這是本發明的又一個優點。
[0055]本實施例中的電荷泵電路，通過控制NMOS管的導通與關閉，使得電荷泵電路分別處于第一階段、第二階段和第三階段，完成電源對泵電容Cpump的充電和泵電容Cpump的放電，泵電容Cpump的放電即泵電容Cpump對輸出電容Cout和負載放電。
[0056]本實施例中的電荷泵電路的工作過程如下:
[0057]該電荷泵的工作分為三個階段，第一階段中，NMOS管Ml截止，M2導通，泵電容Cpump耦合于地與電源電壓VBB之間，電源對泵電容Cpump充電；第二階段中，NMOS管Ml導通，M2截止,泵電容Cpump稱合于電源電壓VBB與輸出端Vout之間,泵電容Cpump放電,對第二電容進行充電；第三階段中，泵電容Cpump處于懸空狀態，左右極板不接任何電位，一個周期內的充放電完成。
[0058]電荷泵通過不斷地充電與放電重復，來維持輸出電壓的穩定。
[0059]以下根據圖7所示信號波形圖，詳細說明本實施例中電荷泵電路的工作過程。
[0060]振蕩器不斷輸出占空比為50%的方波信號CLK至脈沖調制器，圖7所示的信號波形中，VCP_DET為反饋控制模塊輸出的檢測結果，當檢測結果為低電平時，表示輸出電壓VCP低于預設輸出電壓；當檢測結果為高電平時，表示輸出電壓VCP高于預設輸出電壓。
[0061]在時間tO階段，方波信號CLK為低電平，第一驅動器關閉NMOS管M1，第二驅動器開啟NMOS管M2,輸出電容Cout不斷向外輸出電流，電荷泵處于所述第一階段。泵電容I禹合于地與電源之間。在時鐘信號跳變為高電平時候，電荷泵進入tl階段，即電荷泵處于第二階段，驅動器2關閉第二 NMOS管，驅動器I打開第一 NMOS管，泵電容Cpump左側電位迅速上升，根據電容兩端電位不能突變原則，泵電容Cpump右端電位也隨之升高，當泵電容Cpump右端電位高于VCP+VD10DE時，其中VDIODE為二極管正向導通閾值電壓，二極管D2導通，泵電容Cpump給輸出電容Cout充電。當輸出電壓大小超過預設值時，電荷泵進入t2階段，反饋單元檢測結果由O變為I，驅動器I關閉第一 NMOS管，輸出電容充電完畢，進入放電階段，即第三階段。當時鐘信號跳變為低電平時，電荷泵即進入第一工作階段。
[0062]伴隨著時鐘信號的振蕩周期，上述工作階段在不斷地重復進行，即保持了輸出電壓的穩定。
[0063]VCP為電荷泵的輸出電壓，隨著控制信號不斷地關斷與打開NMOS管Ml和M2，輸出電容Cout不斷地充電與放電，輸出電壓VCP不斷地下降和上升，其平均值即為預期的輸出結果。
[0064]本發明提供的電荷泵電路不使用電壓調節器，采用反饋控制對輸出電壓峰值進行調節，保證輸出電壓適應于不同應用的步進電機驅動器；電荷泵通過不斷地重復充電與放電，來維持輸出電壓的穩定，保證輸出電壓值與參考電壓的差值穩定，使得輸出電壓紋波小，滿足步進電機驅動器的要求；采用電位鉗制模塊，限制了泵電容的充電電位，提高了電路轉換效率，從而節省功耗。
[0065]以上詳細描述了本發明的具體實施例。應當理解，本領域的普通技術無需創造性勞動就可以根據本發明的構思做出諸多修改和變化。因此，凡本【技術領域】中技術人員依本發明的構思在現有技術的基礎上通過邏輯分析、推理或者有限的實驗可以得到的技術方案，皆應在由權利要求書所確定的保護范圍內。
【權利要求】
1.一種電荷泵電路，至少包括輸出端(Vout)、一對NMOS開關管(Ml、M2)、一對二極管(D1、D2)、泵電容(Cpump)和充電電容(Cout)，所述NMOS開關管(M1、M2)與所述二極管(D1、D2)構成H橋結構，所述泵電容(Cpump)跨接于所述NMOS開關管(Ml)的源極與所述二極管(Dl)的負極之間，所述充電電容(Cout)跨接于所述二極管(D2)的負極與地之間，其特征在于， 所述電荷泵電路還包括振蕩器、脈沖調制器、第一驅動器、第二驅動器以及反饋控制單元; 所述振蕩器用于產生脈沖信號；所述脈沖信號為占空比為50%的方波信號； 所述第一驅動器的輸出與所述NMOS開關管(Ml)的柵極連接，所述第一驅動器用于控制所述NMOS開關管(Ml)的導通與關閉，所述第二驅動器的輸出與所述NMOS開關管(M2)的柵極連接，所述第二驅動器用于控制所述NMOS開關管(M2)的導通與關閉； 所述反饋控制單元的輸入連接到所述輸出端(Vout)，用于比較輸出電壓(VCP)與設定參考電壓，產生控制信號； 所述脈沖調制器包括輸入端(CLK、VCP_DET)和輸出端(UP_CTRL、DN_CTRL)，所述輸入端(CLK)與所述振蕩器的輸出連接，所述輸入端(VCP_DET)與所述反饋控制單元的輸出端連接，所述輸出端(UP_CTRL)與所述第一驅動器的輸入端連接，所述輸出端(DN_CTRL)與所述第二驅動器的輸入端連接，用于將所述反饋控制單元產生的控制信號調制到所述振蕩器產生的脈沖信號，控制所述第一驅動器和所述第二驅動器。
2.如權利要求1所述的電荷泵電路，其特征在于，所述反饋控制單元包括MOS管電流鏡像電路，所述輸出端(Vout)的電壓(VCP)通過齊納管(ZN)輸入所述MOS管電流鏡像電路，在所述齊納管(ZN)上形成電壓降(Vzn);電源電壓(VBB)通過電阻(R)輸入所述MOS管電流鏡像電路，并在所述電阻(R)上形成電壓降(Vr)； 當所述輸出端(Vout)的電壓(VCP)與電源電壓(VBB)的電壓差值，大于所述齊納管(ZN)上的電壓降(Vzn)與所述電阻(R)上的電壓降(Vr )的電壓差值時，所述MOS管電流鏡像電路中右支路的PMOS管飽和電流大于NMOS管飽和電流，所述NMOS管工作于飽和區，所述PMOS管工作于線性區，所述NMOS管漏極電壓接近為數字邏輯電平(VDD)，則反相器輸出信號為O ; 當所述輸出端(Vout)的電壓(VCP)與電源電壓(VBB)的電壓差值，小于所述齊納管(ZN)上的電壓降(Vzn)與所述電阻(R)上的電壓降(Vr )的電壓差值時，所述MOS管電流鏡像電路中的右支路中上管PMOS管飽和電流小于下管NMOS管飽和電流，所述NMOS管工作于線性區，所述PMOS管工作于飽和區，因此反相器輸出信號為I。
3.如權利要求2所述的電荷泵電路，其特征在于，所述MOS管電流鏡包括PMOS管(MPl、MP2、 MP3、MP4)、匪05管(麗1、麗2、麗3、]\^4)和反相器，其中 所述PMOS管(MPl)的柵極與所述PMOS管(MPl)的柵極連接，所述PMOS管(MPl)的柵極與漏極連接，所述PMOS管(MPl)的源極通過所述電阻(R)連接到電源電壓(VBB)，所述PMOS管(MP2)的源極通過所述齊納管(ZN)連接到所述輸出端(Vout)的電壓(VCP)，所述PMOS管(MPl)的漏極與所述PMOS管(MP3)的源極連接，所述PMOS管(MP2)的漏極與所述PMOS管(MP4)的源極連接； 所述PMOS管(MP3)的柵極與所述PMOS管(MP4)的柵極連接，所述PMOS管(MP3)的柵極與漏極連接，所述PMOS管(MP3)的漏極與所述NMOS管(MN3)的漏極連接，所述PMOS管(MP4)的漏極與所述NMOS管(MN4)的漏極連接； 所述NMOS管(MN3)的柵極與所述NMOS管(MN4)的柵極連接，且偏置電位為數字邏輯電平(VDD)與所述NMOS管閾值電壓(VTH)之和。所述NMOS管(MN3)的源極與所述NMOS管(MNl)的漏極連接，所述NMOS管(MN4)的源極與所述NMOS管(MN2)的漏極連接； 所述NMOS管(麗I)的柵極與所述NMOS管(麗2)的柵極連接，且偏置電位大小為電流偏置電壓BI。所述NMOS管(麗I)的源極與地I連接，所述NMOS管(麗2)的源極與地I連接； 所述NMOS管(MN2)的漏極與所述反相器的輸入端連接。
4.如權利要求1所述的電荷泵電路，其特征在于，所述電荷泵電路還包括電位鉗制電路，用于限制所述泵電容(Cpump)的充電電位。
5.如權利要求4所述的電荷泵電路，其特征在于，所述電位鉗制電路將所述泵電容(Cpump)的柵極電位限制在不高于齊納管串聯壓降與開關管導通閾值電壓之差2Vzn-VTH。
【文檔編號】H02P8/00GK103647449SQ201310702976
【公開日】2014年3月19日 申請日期:2013年12月18日 優先權日:2013年12月18日
【發明者】朱鐵柱, 王良坤, 張明星, 夏存寶, 陳路鵬, 黃武康 申請人:嘉興中潤微電子有限公司