本發明涉及創建用于控制三電平單相逆變器中的中性點電位的切換模式的方法。

背景技術：

圖11是示出單相NPC逆變器的結構的例子的電路圖。單相NPC逆變器包括：多個電容器，串聯連接在直流電壓源的兩個端子之間，將兩個端子之間的直流電壓分成兩半，該分壓點是中性點；逆變器電路，具有多個開關并將直流電壓轉換為交流電壓；以及切換信號生成電路，控制逆變器電路的開關的接通和斷開。

單相NPC逆變器能夠在每個臂輸出三個電平的電壓。作為用于控制每個臂輸出電壓的代表性調制法，已知單極調制法。在單極調制法中，如圖12中所示，提供了用于控制正電壓的上三角波載波信號Caryp和用于控制負電壓的下三角波載波信號Caryn。通過將三角波載波信號Caryp和Caryn與輸出電壓指令Vref進行比較，并且通過此量值關系，生成用于開關(圖11中的S1u至S4u以及S1v至S4v)的選通信號。然后，通過控制開關S1u至S4u以及S1v至S4v的通/斷(ON/OFF)，能夠輸出三個電平的電壓。在圖11中，IGBT被用作開關S1u至S4u以及S1v至S4v，但可以用自消弧切換設備來代替。

作為與單相NPC逆變器相關的技術，在專利文獻1中公開。

然而，要求NPC逆變器控制圖11所示的中性點NP的電位。這是因為，如果不執行中性點電位控制，則上臂的直流電壓Ea與下臂的直流電壓Eb不相等或不平衡并且因此輸出電壓Vout的失真增加。

在單相NPC逆變器的情況下，已經提出了如專利文獻1中所公開的方法，其中在三角波載波信號Caryp和Caryn與輸出電壓指令Vref進行一次比較之后，根據中性點電位來操作開關的通/斷信號。然而，這種方法具有以下問題(1)至(4)。

(1)操作復雜，并且需要具有快速計算處理性能的控制設備。結果是，控制設備的成本增加。

(2)由于在確定輸出電壓指令Vref之后操作開關信號，所以這種操作干擾如死區時間補償等控制開關定時的功能，并且因此控制操作容易變得不穩定。

(3)在逆變器相互并聯連接的情況下，逆變器之間的切換定時相互不同步。由于逆變器之間的切換定時失去同步，容易在并聯連接的逆變器的輸出端子之間流過橫流電流(cross current)。

(4)例如，在如專利文獻2中公開的串聯單元多路復用逆變器以及如圖10中所示的逆變器那樣的逆變器相互串聯連接的情況下，不可能執行控制使得切換定時相互不重疊。

以下對問題(4)進行說明。例如，在NPC逆變器被應用于如圖10中所示的串聯單元多路復用型逆變器的單相逆變器單元的情況下，為了抑制串聯單元多路復用型逆變器的輸出端子之間(例如，U端子與V端子之間)的浪涌電壓，控制相互串聯連接的單相逆變器單元的切換定時以使相互不重疊。專利文獻2公開了這種技術。

然而，如果為了控制NPC逆變器的中性點電位而改變在整個系統中被確定為相互不重疊的切換定時，則發生切換定時相互重疊的組合，并且這導致輸出浪涌電壓的增加。如果輸出浪涌電壓增加，則會導致如逆變器負載的絕緣惡化等不良影響。

另外，在需要控制圖10中所示那樣的多個NPC逆變器的系統中，存在主要執行控制的計算處理設備和控制切換的計算處理設備互不相同的情況。當NPC逆變器的中性點電位控制變得復雜時，這些計算處理設備之間的通信數據量增加，并且這要求高速且昂貴的通信模塊。

專利文獻

[專利文獻1]日本未審專利公開No.JPH06-261551

[專利文獻2]日本未審專利公開No.JP2006-109688

技術實現要素：

如上所述，挑戰或任務是在單相NPC逆變器中不改變切換定時的情況下控制直流電壓的中性點電位。

本發明是鑒于上述技術問題而做出的。根據本發明的一個方面，提供了一種單相NPC逆變器的中性點電位控制方法，所述單相NPC逆變器包括：多個電容器，串聯連接于直流電壓源的兩個端子之間，將兩個端子之間的直流電壓分成兩半，其中分壓點是中性點；逆變器電路，具有多個開關并將直流電壓轉換為交流電壓；以及切換信號生成電路，控制逆變器電路的開關的通/斷，該方法包括：在所述切換信號生成電路中，提供多個載波模式，所述多個載波模式是通過在三角波載波信號相互交叉的定時按每1/2周期劃分三角波載波信號而形成的；基于上臂直流電壓檢測值、下臂直流電壓檢測值和輸出電流檢測值，從這多個載波模式中選擇中性點電位得以平衡的載波模式；以及通過執行將所選擇的載波模式與輸出電壓指令進行比較的PWM操作來生成用于各開關的通/斷信號。

所述多個載波模式是載波模式A和載波模式B，所述載波模式A是如下模式：其中U相上臂三角波載波信號在1/2周期的前1/4周期中從0.5減小到0并且在1/2周期的后1/4周期中從0增加到0.5，V相上臂三角波載波信號在1/2周期的前1/4周期中從0.5增加到1并且在1/2周期的后1/4周期中從1減小到0.5，U相下臂三角波載波信號在1/2周期的前1/4周期中從－0.5減小到－1并且在1/2周期的后1/4周期中從－1增加到－0.5，并且V相下臂三角波載波信號在1/2周期的前1/4周期中從－0.5增加到0并且在1/2周期的后1/4周期中從0減小到－0.5，并且載波模式B是如下模式：其中U相上臂三角波載波信號在1/2周期的前1/4周期中從0.5增加到1并且在1/2周期的后1/4周期中從1減小到0.5，V相上臂三角波載波信號在1/2周期的前1/4周期中從0.5減小到0并且在1/2周期的后1/4周期中從0增加到0.5，U相下臂三角波載波信號在1/2周期的前1/4周期中從－0.5增加到0并且在1/2周期的后1/4周期中從0減小到－0.5，并且V相下臂三角波載波信號在1/2周期的前1/4周期中從－0.5減小到－1并且在1/2周期的后1/4周期中從－1增加到－0.5。

所述多個載波模式是載波模式C和載波模式D，所述載波模式C是如下模式：其中U相上臂三角波載波信號在1/2周期的前1/4周期中從0.5減小到0并且在1/2周期的后1/4周期中從0增加到0.5，V相上臂三角波載波信號在1/2周期的前1/4周期中從0.5增加到1并且在1/2周期的后1/4周期中從1減小到0.5，U相下臂三角波載波信號在1/2周期的前1/4周期中從－0.5增加到0并且在1/2周期的后1/4周期中從0減小到－0.5，并且V相下臂三角波載波信號在1/2周期的前1/4周期中從－0.5減小到－1并且在1/2周期的后1/4周期中從－1增加到－0.5，并且載波模式D是如下模式：其中U相上臂三角波載波信號在1/2周期的前1/4周期中從0.5增加到1并且在1/2周期的后1/4周期中從1減小到0.5，V相上臂三角波載波信號在1/2周期的前1/4周期中從0.5減小到0并且在1/2周期的后1/4周期中從0增加到0.5，U相下臂三角波載波信號在1/2周期的前1/4周期中從－0.5減小到－1并且在1/2周期的后1/4周期中從－1增加到－0.5，并且V相下臂三角波載波信號在1/2周期的前1/4周期中從－0.5增加到0并且在1/2周期的后1/4周期中從0減小到－0.5。

根據本發明的另一方面，提供了一種單相NPC逆變器的中性點電位控制方法，所述單相NPC逆變器包括：多個電容器，串聯連接于直流電壓源的兩個端子之間，將兩個端子之間的直流電壓分成兩半，其中分壓點是中性點；逆變器電路，具有多個開關并將直流電壓轉換為交流電壓；以及切換信號生成電路，控制逆變器電路的開關的通/斷，該方法包括：在切換信號生成電路中，通過比較輸出電壓指令與三角波載波信號的PWM操作來確定載波交叉定時信息和轉移后區域信息；以及利用載波交叉定時信息、轉移后區域信息、上臂直流電壓檢測值、下臂直流電壓檢測值和輸出電流檢測值來生成中性點電位得以平衡的用于各開關的通/斷信號。

根據本發明的又一方面，提供了一種包括多個單相逆變器單元的串聯單元多路復用逆變器的中性點電位控制方法，其中單相逆變器單元包括單相NPC逆變器并且具有與中央控制處理設備通信的功能，該方法包括：通過利用根據權利要求1至4中任意一項所述的控制方法來控制各單相NPC逆變器的中性點電位。

根據本發明，能夠在單相NPC逆變器中在不改變切換定時的情況下控制直流電壓的中性點電位。

附圖說明

圖1是示出三角波載波信號和輸出電壓指令的時序圖。

圖2是示出三角波載波信號以及充電和放電區域的圖。

圖3是用于說明載波模式和充電-放電控制的圖。

圖4是示出根據實施例1的NPC逆變器的切換信號生成電路的框圖。

圖5是示出實施例1中的載波模式的圖。

圖6是示出根據實施例2的NPC逆變器的切換信號生成電路的框圖。

圖7是示出實施例2的載波模式的圖。

圖8是示出根據實施例3的NPC逆變器的切換信號生成電路的框圖。

圖9是示出根據實施例4的NPC逆變器的切換信號生成電路的框圖。

圖10是示出串聯單元多路復用型逆變器的單相逆變器單元的框圖。

圖11是示出單相NPC逆變器的例子的電路圖。

圖12是示出單極調制法中的各波形的時序圖。

具體實施方式

[原理說明]

圖1是示出單相NPC逆變器中的PWM載波的比較的時序圖。標記Cary Up(粗線)表示U相的上臂三角波載波信號。標記Cary Un(細線)表示U相的下臂三角波載波信號。標記Cary Vp(虛線)表示V相的上臂三角波載波信號。標記Cary Vn(點劃線)表示V相的下臂三角波載波信號。標記Vref(正弦波形)表示輸出電壓指令。標記Vout(脈動波形)表示輸出電壓。

在此，U相上臂三角波載波信號Cary Up與V相上臂三角波載波信號Cary Vp的相位差是180°，U相下臂三角波載波信號Cary Un與V相下臂三角波載波信號Cary Vn的相位差是180°，并且使用一個輸出電壓指令Vref。此時的輸出電壓Vout的波形在相位方面示出三個電平，并且在線電壓方面示出五個電平。

表1示出了輸出電壓Vout、各相的切換狀態和基于輸出電流的直流電壓Ea和直流電壓Eb的充電/放電狀態。在此，直流電壓Ea和直流電壓Eb對應于圖11中所示的電壓。輸出電流Iout從U相流出的方向被設定為正方向。如果電流方向變為相反方向，則充電/放電特性反轉。

[表格1]

圖2示出了在由三角波載波信號Cary Up、Cary Un和Cary Vp、Cary Vn形成的區域中存在輸出電壓指令Vref的情況下的直流電壓Ea和直流電壓Eb的充電/放電特性。區域的名稱對應于表1中所示的那些。在此應注意的是，由三角波載波信號Cary Up、Cary Un和Cary Vp、Cary Vn限定的區域中的充電/放電特性由電流的方向唯一地或意義明確地確定。

在此，如圖3中所示，關注于按每1/2周期被劃分的三角波載波信號的范圍。通過利用以下事實，能夠切換相應范圍內的載波波形：在各個控制時段的兩端，U相上臂三角波載波信號Cary Up和V相上臂三角波載波信號Cary Vp相互交叉或者U相下臂三角波載波信號Cary Un和V相下臂三角波載波信號Cary Vn相互交叉。

因此，通過根據直流電壓Ea和直流電壓Eb的狀態以及電流方向在作為按每1/2周期來劃分的模式(以下稱為載波模式)的載波波形之間進行切換，能夠控制上臂直流電壓Ea和下臂直流電壓Eb之間的平衡。

例如，在圖4中，當在電壓指令為正(使用上三角波載波信號Cary Up和Cary Vp)的狀態下直流電壓Ea高于直流電壓Eb的情況下，需要使直流電壓Ea放電或對直流電壓Eb充電。因此，通過采用許多模式A(用于使Ea放電)，能夠增加直流電壓Ea被放電的比率，由此將直流電壓Ea和直流電壓Eb控制到平衡的方向。

在此，總結本發明的優點。

(1)通過選擇載波模式，能夠執行中性點電位的平衡控制。

(2)基本電壓切換模式不改變(切換定時不改變)。

因此，在“技術領域”中被描述為技術問題的對控制切換定時的功能的干擾、在逆變器相互并聯連接的情況下的定時偏差以及在逆變器相互串聯連接的情況下的切換定時的重疊在應用本控制之前和之后完全不改變。因此，能夠容易地將本發明應用于現有技術的控制。

在以下的說明中，將參照圖4至10說明根據本發明的單相NPC逆變器的中性點電位的控制方法的實施例1至4。

[實施例1]

在實施例1中，在單相NPC逆變器中，從如圖3所示的現有技術的三角波載波信號中提取或選擇兩種類型的載波模式，并且基于中性點電位的平衡狀態、輸出電流的方向和輸出電壓指令Vref的范圍來選擇要使用的載波模式。執行將該選擇的載波模式與輸出電壓指令Vref進行比較的PWM操作(或PWM處理)，然后生成開關信號。

圖4是示出根據實施例1的單相NPC逆變器的切換信號生成電路的框圖。如圖4中所示，減法器1從直流電壓Ea減去直流電壓Eb，并將差值Ea－Eb輸出到切換模式選擇處理部2。切換模式選擇處理部2基于直流電壓之差Ea－Eb、輸出電壓指令Vref和輸出電流檢測值來選擇載波模式A和載波模式B之一，并執行開關3的切換操作。

開關3通過來自切換模式選擇處理部2的切換信號將載波模式A和載波模式B之一的三角波載波信號輸出到PWM處理部4。PWM處理部4將從開關3輸出的三角波載波信號與輸出電壓指令Vref進行比較，并生成開關信號S1u、S2u、S3u、S4u、S1v、S2v、S3v和S4v。

表2示出了根據輸出電壓指令Vref的正負、直流電壓之差Ea－Eb以及電流的正負的載波模式。如表2中所示，能夠基于輸出電壓指令Vref的正負、直流電壓之差Ea－Eb的正負以及電流的正負來選擇載波模式A或載波模式B，由此控制直流電壓Ea和Eb的充放電。

[表2]

在載波模式A中，U相上臂三角波載波信號Cary Up在1/2周期的前1/4周期中從0.5減小到0并且在1/2周期的后1/4周期中從0增加到0.5。V相上臂三角波載波信號Cary Vp在1/2周期的前1/4周期中從0.5增加到1并且在1/2周期的后1/4周期中從1減小到0.5。U相下臂三角波載波信號Cary Un在1/2周期的前1/4周期中從－0.5減小到－1并且在1/2周期的后1/4周期中從－1增加到－0.5。V相下臂三角波載波信號Cary Vn在1/2周期的前1/4周期中從－0.5增加到0并且在1/2周期的后1/4周期中從0減小到－0.5。

在載波模式B中，U相上臂三角波載波信號Cary Up在1/2周期的前1/4周期中從0.5增加到1并且在1/2周期的后1/4周期中從1減小到0.5。V相上臂三角波載波信號Cary Vp在1/2周期的前1/4周期中從0.5減小到0并且在1/2周期的后1/4周期中從0增加到0.5。U相下臂三角波載波信號Cary Un在1/2周期的前1/4周期中從－0.5增加到0并且在1/2周期的后1/4周期中從0減小到－0.5。V相下臂三角波載波信號Cary Vn在1/2周期的前1/4周期中從－0.5減小到－1并且在1/2周期的后1/4周期中從－1增加到－0.5。

以這種方式，能夠在不改變輸出電壓的切換定時的情況下控制中性點電位。

根據實施例1的NPC單相逆變器的中性點電位控制方法，能夠在不改變切換定時的情況下以簡單的方法控制NPC逆變器中的中性點電位。這導致控制設備的低成本和尺寸減小。另外，能夠在不需要由外部設備進行的中性點平衡控制的情況下僅通過單相NPC逆變器來進行中性點電位控制。

此外，在單相NPC逆變器相互并聯連接的情況下，能夠容易地使并聯連接的逆變器之間的切換定時同步。這使得并聯連接的逆變器的輸出端子之間的橫流電流減小。

在NPC逆變器相互串聯連接的情況下，能夠容易地避免串聯連接的逆變器之間的切換定時的重疊。這使得串聯單元多路復用逆變器的輸出浪涌電壓降低。

[實施例2]

當考慮三角波載波信號的所有載波模式時，給出圖5中所示的四種模式。在此，當分別用模式C和模式D來替換表2中的模式A和模式B時，獲得表3。

[表3]

在載波模式C中，U相上臂三角波載波信號Cary Up在1/2周期的前1/4周期中從0.5減小到0并且在1/2周期的后1/4周期中從0增加到0.5。V相上臂三角波載波信號Cary Vp在1/2周期的前1/4周期中從0.5增加到1并且在1/2周期的后1/4周期中從1減小到0.5。U相下臂三角波載波信號Cary Un在1/2周期的前1/4周期中從－0.5增加到0并且在1/2周期的后1/4周期中從0減小到－0.5。V相下臂三角波載波信號Cary Vn在1/2周期的前1/4周期中從－0.5減小到－1并且在1/2周期的后1/4周期中從－1增加到－0.5。

在載波模式D中，U相上臂三角波載波信號Cary Up在1/2周期的前1/4周期中從0.5增加到1并且在1/2周期的后1/4周期中從1減小到0.5。V相上臂三角波載波信號Cary Vp在1/2周期的前1/4周期中從0.5減小到0并且在1/2周期的后1/4周期中從0增加到0.5。U相下臂三角波載波信號Cary Un在1/2周期的前1/4周期中從－0.5減小到－1并且在1/2周期的后1/4周期中從－1增加到－0.5。V相下臂三角波載波信號Cary Vn在1/2周期的前1/4周期中從－0.5增加到0并且在1/2周期的后1/4周期中從0減小到－0.5。

在實施例2中，通過在單相NPC逆變器中使用圖5中所示的載波模式C和D，基于中性點電位的平衡狀態和輸出電流Iout的方向來選擇要使用的三角波載波信號的載波模式。執行將這個選擇的三角波載波信號的載波模式與輸出電壓指令Vref進行比較的PWM操作，然后生成開關信號S1u、S2u、S3u、S4u、S1v、S2v、S3v和S4v。

圖6示出了根據實施例2的單相NPC逆變器的切換信號生成電路。通過用載波模式C和載波模式D來代替實施例1中的載波模式A和載波模式B，獲得實施例2中的單相NPC逆變器的切換信號。在實施例2中，不需要將輸出電壓指令Vref輸入到切換模式選擇處理部2。其它結構與圖4中的相同。

因此，由于載波模式在輸出電壓指令Vref的正與負之間是相同的，所以不需要基于輸出電壓指令Vref來切換載波模式。這是相對于使用模式A和模式B的實施例1的優點。

以這種方式，能夠在不改變輸出電壓Vout的切換定時的情況下控制中性點電位。

根據實施例2中的電力轉換設備，獲得與實施例1相同的效果。另外，通過使用載波模式C和D，能夠采用不取決于輸出電壓指令Vref的模式配置，因此與實施例1相比，可以簡化控制單元的結構。

[實施例3]

實施例1和2示出了在執行比較輸出電壓指令Vref與三角波載波信號的PWM操作之前選擇模式的情況。然而，存在根據系統配置而期望在執行PWM操作之后切換充電/放電特性的情況。實施例3是實現這種方法的實施例。

圖8是示出根據實施例3的單相NPC逆變器的切換信號生成電路的框圖。在實施例3中，如圖8中所示，首先，PWM處理部4將載波模式與輸出電壓指令Vref進行比較，并且生成指示區域轉移發生的定時的定時信息(指示正常三角波載波信號和輸出電壓指令的交叉定時：載波交叉定時)以及轉移后的區域信息(如+2E、+E、0、-E和-2E這五種類型)(轉移后區域信息)。

[表4]

隨后，切換模式選擇處理部2通過使用指示區域轉移的定時的定時信息(載波交叉定時信息)、轉移后的區域信息、輸出電流檢測值Iout和從減法器1輸出的上臂直流電壓Ea與下臂直流電壓Eb之差Ea－Eb，基于表4中所示的切換模式來生成開關信號S1u至S4u以及S1v至S4v。

根據實施例3中的單相NPC逆變器的中性點電位控制方法，能夠以與實施例1和實施例2相同的方式控制中性點電位。

另外，實施例3適于輸出電流Iout的檢測傳感器、上臂直流電壓Ea的檢測傳感器和下臂直流電壓Eb的檢測傳感器在位置上遠離PWM處理部4并且在位置上靠近切換模式選擇處理部2的設備。這是因為每個傳感器與切換模式選擇處理部2之間的布線距離短，并且因此該設備易于制造并且提高了抗噪性。

[實施例4]

在如專利文獻2中所示的串聯單元多路復用型逆變器那樣多個單相逆變器單元相互串聯連接的情況下，如圖9中所示，需要向中央控制處理設備5和各單相逆變器單元6的控制處理設備指派或分配角色或功能。例如，在中央控制處理設備5執行PWM操作和輸出電流Iout的檢測并且各單相逆變器單元6執行直流電壓Ea和Eb的檢測的情況下，根據單相逆變器單元6的直流電壓Ea和Eb的檢測值被周期性地發送到中央控制處理設備。這導致通信量的增加，并且造成系統通信的故障。

因此，當在不返回這種信息的情況下來構造系統時，構造如圖9中所示的系統。通過應用實施例3，通過在中央控制處理設備5中設置發送處理部7并在單相逆變器單元6中設置接收處理部8來構造該系統。

圖10示出了圖9的系統被應用于串聯單元多路復用逆變器的結構。

圖10中的單相逆變器單元6由將三相交流電壓轉換為直流電壓的二極管整流器9、圖1中所示的單相NPC逆變器10和設置于單相NPC逆變器的切換信號生成電路11構成。在此，二極管整流器9可以用使用自滅弧切換設備的PWM轉換器來代替。

在圖9和10中所示的結構中，由于單相逆變器單元6檢測上臂直流電壓Ea和下臂直流電壓Eb，所以在中央控制處理設備5和單相逆變器單元6之間不發送和接收該檢測信息。因此，減少了通信量。因此，不需要使用高速且昂貴的通信模塊，由此降低了成本。

串聯單元多路復用逆變器不限于圖9中所示的控制結構。可以將實施例1和2中的控制結構應用于串聯單元多路復用逆變器的單相逆變器單元。在這種情況下，在圖4和6中，中央控制處理設備向各單相逆變器單元發送輸出電壓指令和輸出電流的檢測值，并且其它元件(如切換模式選擇處理部2)被設置于單相逆變器單元。

雖然僅詳細說明了本發明的上述實施例，然而對于本領域技術人員來說顯而易見的是，在屬于本發明的技術范圍內的修改和等同物是可能的。并且，當然，這些修改和等同物屬于權利要求的范圍。

圖10示出了單相逆變器單元的數量對于每一相為六并且相數為三的結構的例子。當然，實施例4的發明可以應用于具有任何其它數量的單相逆變器單元和任何其它數量的相的串聯單元多路復用型逆變器。

權利要求書(按照條約第19條的修改)

1.一種單相NPC逆變器的中性點電位控制方法，所述單相NPC逆變器包括：多個電容器，串聯連接于直流電壓源的兩個端子之間，將所述兩個端子之間的直流電壓分成兩半，其中，分壓點是中性點；逆變器電路，具有多個開關并將所述直流電壓轉換為交流電壓；以及切換信號生成電路，控制所述逆變器電路的所述開關的通/斷，該方法包括：

在所述切換信號生成電路中，

提供多個載波模式，所述多個載波模式是通過在三角波載波信號相互交叉的定時按每1/2周期劃分所述三角波載波信號而形成的；

基于上臂直流電壓檢測值、下臂直流電壓檢測值和輸出電流檢測值，從所述多個載波模式中選擇中性點電位得以平衡的載波模式；以及

通過執行將所選擇的載波模式與輸出電壓指令進行比較的PWM操作，生成用于各開關的通/斷信號。

2.根據權利要求1所述的單相NPC逆變器的中性點電位控制方法，其中，

所述多個載波模式是載波模式A和載波模式B，

所述載波模式A是如下模式：其中，U相上臂三角波載波信號在所述1/2周期的前1/4周期中從0.5減小到0并且在所述1/2周期的后1/4周期中從0增加到0.5，V相上臂三角波載波信號在所述1/2周期的所述前1/4周期中從0.5增加到1并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中從1減小到0.5，U相下臂三角波載波信號在所述1/2周期的所述前1/4周期中從－0.5減小到－1并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中從－1增加到－0.5，并且V相下臂三角波載波信號在所述1/2周期的所述前1/4周期中從－0.5增加到0并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中從0減小到－0.5，并且

所述載波模式B是如下模式：其中，所述U相上臂三角波載波信號在所述1/2周期的所述前1/4周期中從0.5增加到1并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中從1減小到0.5，所述V相上臂三角波載波信號在所述1/2周期的所述前1/4周期中從0.5減小到0并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中從0增加到0.5，所述U相下臂三角波載波信號在所述1/2周期的所述前1/4周期中從－0.5增加到0并且在所述1/2周期的后所述1/4周期中從0減小到－0.5，并且所述V相下臂三角波載波信號在所述1/2周期的所述前1/4周期中從－0.5減小到－1并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中從－1增加到－0.5。

3.根據權利要求1所述的單相NPC逆變器的中性點電位控制方法，其中，

所述多個載波模式是載波模式C和載波模式D，

所述載波模式C是如下模式：其中，U相上臂三角波載波信號在所述1/2周期的前1/4周期中從0.5減小到0并且在所述1/2周期的后1/4周期中從0增加到0.5，V相上臂三角波載波信號在所述1/2周期的所述前1/4周期中從0.5增加到1并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中從1減小到0.5，U相下臂三角波載波信號在所述1/2周期的所述前1/4周期中從－0.5增加到0并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中從0減小到－0.5，并且V相下臂三角波載波信號在所述1/2周期的所述前1/4周期中從－0.5減小到－1并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中從－1增加到－0.5，并且

所述載波模式D是如下模式：其中，所述U相上臂三角波載波信號在所述1/2周期的所述前1/4周期中從0.5增加到1并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中從1減小到0.5，所述V相上臂三角波載波信號在所述1/2周期的所述前1/4周期中從0.5減小到0并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中從0增加到0.5，所述U相下臂三角波載波信號在所述1/2周期的所述前1/4周期中從－0.5減小到－1并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中從－1增加到－0.5，并且所述V相下臂三角波載波信號在所述1/2周期的所述前1/4周期中從－0.5增加到0并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中從0減小到－0.5。

4.一種單相NPC逆變器的中性點電位控制方法，所述單相NPC逆變器包括：多個電容器，串聯連接于直流電壓源的兩個端子之間，將所述兩個端子之間的直流電壓分成兩半，其中分壓點是中性點；逆變器電路，具有多個開關并將直流電壓轉換為交流電壓；以及切換信號生成電路，控制所述逆變器電路的所述開關的通/斷，所述方法包括：

在所述切換信號生成電路中，

通過比較輸出電壓指令與載波模式的PWM操作，確定載波交叉定時信息和轉移后區域信息，其中所述載波模式是通過在三角波載波信號相互交叉的定時按每1/2周期劃分三角波載波信號而形成的；以及

利用載波交叉定時信息、轉移后區域信息、上臂直流電壓檢測值、下臂直流電壓檢測值和輸出電流檢測值，生成中性點電位得以平衡的用于各開關的通/斷信號。

5.一種包括多個單相逆變器單元的串聯單元多路復用逆變器的中性點電位控制方法，所述單相逆變器單元包括單相NPC逆變器并且具有與中央控制處理設備通信的功能，所述方法包括：

通過利用根據權利要求1至4中任意一項所述的控制方法來控制各單相NPC逆變器的中性點電位。

6.一種使用根據權利要求1至4中任意一項所述的中性點電位控制方法的單相NPC逆變器。

7.一種串聯單元多路復用逆變器，包括：

單相逆變器單元，包括使用根據權利要求5所述的中性點電位控制方法的單相NPC逆變器。