本發明屬于電力電子變換技術中的控制
技術領域：
，特別是一種基于開關狀態優化的中點電壓紋波抑制系統及方法。
背景技術：
：近年來，三電平逆變器已經廣泛地應用在高壓中大功率變換場合；其電路拓撲結構與控制方法成為了當今的研究熱點。相比兩電平逆變器，三電平逆變器具有開關管電壓應力低、電磁噪聲小、輸出電壓諧波畸變率低等諸多優點。三電平逆變器的拓撲大體可以分為三類：二極管箝位型、級聯型、飛跨電容型，其中應用最廣泛的為二極管箝位型逆變器。三電平二極管箝位型逆變器可分為中點箝位型(NPC)逆變器和T型逆變器。三電平逆變器的控制方法主要有：正弦脈寬調制(SPWM)、空間矢量脈寬調制(SVPWM)、三次諧波注入脈寬調制(THIPWM)、不連續脈寬調制(DPWM)等。與SPWM方法相比，SVPWM方法提高了直流母線電壓利用率，更易于整個開關模態和約束條件的優化處理，且更適合通過數字信號處理(digitalsignalprocessor，DSP)實現。因此，一般情況下，SVPWM方法更受歡迎。近年來，為了優化傳統三電平SVPWM方法，專家學者們提出了各種新的調制方法。針對高開關頻率的三電平逆變器，J.Holtz教授提出了一種基于現場可編程門陣列(FieldProgrammableGateArray，FPGA)的新型SVPWM調制器，它克服了現有方案的基本缺點。一些學者，例如在文獻Comparisonsofspace-vectormodulationandcarrier-basedmodulationofmultilevelinverter[J].IEEETransactionsonPowerElectronics,2008,23(1):45-51，姚文熙副教授等人提出了基于60o坐標系的新型SVPWM方法。還有一些學者，例如在文獻ComprehensiveStudyonEquivalentModulationWaveformsoftheSVMSequenceforThree-LevelInverters[J].IEEETransactionsonPowerElectronics,2015,30(12):7149-7158，陳娟等人通過對SPWM方法的正弦調制波中注入零序分量或共模電壓的方式實現SVPWM方法，雖然所提調制方法降低了矢量計算的復雜程度，但是SVPWM調制波的開關狀態并未得到優化。在采用傳統三電平SVPWM方法時，三電平逆變器存在中點電壓紋波較大，輸出波形質量不高，調制波表達式較復雜，難以建立統一的中點電壓模型，不易于中點電壓控制器設計的缺點。技術實現要素：本發明的目的在于提供一種控制方法簡單、易于數字實現的基于開關狀態優化的中點電壓紋波抑制系統及方法。實現本發明目的的技術解決方案為：一種基于開關狀態優化的中點電壓紋波抑制系統，其特征在于，包括三電平逆變器和數字處理控制模塊，其中數字處理控制模塊包括順次連接的采樣單元、閉環控制單元和空間矢量脈寬調制單元；所述采樣單元分別采集三電平逆變器的直流母線電壓信號、三電平逆變器輸出的三相電壓信號、三電平逆變器輸出的三相電流信號，空間矢量脈寬調制單元的輸出端通過驅動電路接入三電平逆變器每相橋臂各個開關管；在每個開關周期內，數字處理控制模塊的采樣單元分別采集三電平逆變器的直流母線電壓信號、三電平逆變器輸出的三相電壓信號、三電平逆變器輸出的三相電流信號；采集到的信號經閉環控制單元處理得到三相基波調制信號；三相基波調制信號經空間矢量脈寬調制單元處理得到脈寬調制控制信號，該脈寬調制控制信號能夠抑制三電平逆變器直流母線中點電壓紋波、優化三電平逆變器的輸出波形質量；所述脈寬調制控制信號經驅動電路控制三電平逆變器每相開關管的工作狀態。優選地，所述數字處理控制模塊為TMS320F28335芯片。一種基于開關狀態優化的中點電壓紋波抑制方法，該方法用于采用空間矢量調制方法的三電平逆變器，包括以下步驟：步驟1、在每個開關周期內，數字處理控制模塊的采樣單元分別采集三電平逆變器的直流母線電壓信號、三電平逆變器輸出的三相電壓信號、三電平逆變器輸出的三相電流信號；步驟2、閉環控制單元根據步驟1中采集到的信號經Clarke變換、Park變換，得到兩相旋轉坐標系下的d軸和q軸分量，d軸和q軸分量分別與參考基準信號進行比例積分微分調節得到誤差信號，誤差信號再經Park反變換、Clarke反變換，輸出三相基波調制信號；步驟3、空間矢量脈寬調制單元根據步驟2中得到的三相基波調制信號，優化三相橋臂的開關狀態，得到三相橋臂輸出電平的切換時刻ta、tb、tc，將ta、tb、tc與三角載波比較，獲得脈寬調制控制信號；步驟4、驅動電路將步驟3中所得脈寬調制控制信號分配給三電平逆變器每相橋臂各個開關管，控制三電平逆變器的工作狀態，同時抑制三電平逆變器直流母線中點電壓的紋波、優化三電平逆變器的輸出波形質量。進一步地，步驟3中所述空間矢量脈寬調制單元根據步驟2中得到的三相基波調制信號，優化三相橋臂的開關狀態，得到三相橋臂輸出電平的切換時刻ta、tb、tc，將ta、tb、tc與三角載波比較，獲得脈寬調制控制信號，具體步驟為：(1)區間劃分和判定：在兩相靜止坐標系即α-β坐標系下，α軸為橫軸，β軸為縱軸，劃分空間矢量區間，α軸的正負30度范圍，作為大扇區I，依次逆時針方向，每60度劃分一個大扇區，完成6個大扇區劃分；對合成參考矢量Vref減去一個小矢量Vm，Vref轉化成等效的合成參考矢量Vr′ef，即將空間矢量圖等效為兩電平空間矢量區間圖；當確定了大扇區后，根據Vr′ef的相角判定所處小區間；且類似兩電平SVPWM矢量合成計算原理，得到合成Vref的三個矢量和這三個矢量的作用時間；(2)開關周期內開關狀態的優化：在一個開關周期Ts內，通過控制三電平逆變器某一相橋臂P狀態的持續時間與另一相橋臂N狀態的持續時間相等，或某一相橋臂N狀態的持續時間與另一相橋臂P狀態的持續時間相等，從而優化開關狀態，減小直流母線中點電壓波動量；(3)參與合成的矢量作用時間計算：根據開關周期內開關狀態的優化方法，分別得到合成Vref的三個矢量的作用時間，進而得到三電平逆變器三相橋臂輸出電平的切換時刻ta、tb、tc；(4)脈寬調制控制信號生成將步驟(3)所得的三相橋臂輸出電平的切換時刻值ta、tb、tc與三角載波進行比較，獲得三相橋臂脈寬調制控制信號。本發明與現有技術相比，其顯著優點在于：(1)通過重新劃分空間矢量區間，將傳統三電平SVPWM簡化為兩電平SVPWM，使得區間判定和矢量合成計算更易實現；(2)在開關周期內，根據合成參考矢量的相角范圍條件，選擇一相橋臂“P”(或“N”)狀態與另一相橋臂“N”(或“P”)狀態的持續時間相等，簡化了調制波的表達式；(3)在基波調制比為[0,1.15]的范圍內，調制波為鞍形波，有效減小了中點電壓紋波，提高了輸出波形質量。附圖說明圖1是本發明基于開關狀態優化的中點電壓紋波抑制系統的結構圖。圖2是傳統三電平SVPWM空間矢量區間劃分圖。圖3是本發明的空間矢量區間劃分圖。圖4是本發明的等效兩電平空間矢量區間圖，其中(a)為合成參考矢量Vref在I-3區間的矢量區間圖，(b)為等效的合成參考矢量Vref’在I-3區間矢量區間圖。圖5是當Vref在圖2所示的I-1區間時傳統三電平SVPWM方法的開關序列圖。圖6是當Vref在圖3所示的I-3區間時本發明的開關序列圖。圖7是傳統三電平SVPWM的a相橋臂調制波波形圖。圖8是本發明方法的a相橋臂調制波波形圖。圖9是NPC三電平逆變器的主電路結構圖。圖10是兩種調制方法的中點電壓紋波曲線圖。圖11是兩種調制方法的實驗結果對比圖，其中(a)為傳統三電平SVPWM方法的實驗波形圖，(b)為本發明方法的實驗波形圖，(c)為傳統三電平SVPWM方法的THD分析結果圖，(d)為本發明方法的THD分析結果圖。圖12是THD和中點電壓紋波測量結果圖，其中(a)為THD測量結果圖，(b)為中點電壓紋波測量結果圖。具體實施方式下面結合附圖及具體實施例對本發明作進一步詳細說明。本發明基于開關狀態優化的中點電壓紋波抑制系統，通過重新劃分空間矢量區間，將傳統三電平SVPWM簡化為兩電平SVPWM，使得區間判定和矢量合成計算更易實現。在開關周期內，根據合成參考矢量的相角范圍條件，選擇一相橋臂“P”(或“N”)狀態與另一相橋臂“N”(或“P”)狀態的持續時間相等，簡化了調制波的表達式。在基波調制比為0-1.15的范圍內，調制波為鞍形波，降低了中點電壓的紋波，解決了中點電壓模型難以建立、中點電壓控制器不易設計的問題。與傳統三電平SVPWM相比，本發明能有效減小中點電壓紋波，提高輸出波形質量。結合圖1，本發明基于開關狀態優化的中點電壓紋波抑制系統，包括三電平逆變器和數字處理控制模塊，其中數字處理控制模塊包括順次連接的采樣單元、閉環控制單元和空間矢量脈寬調制單元；所述采樣單元分別采集三電平逆變器的直流母線電壓信號、三電平逆變器輸出的三相電壓信號、三電平逆變器輸出的三相電流信號，空間矢量脈寬調制單元的輸出端通過驅動電路接入三電平逆變器每相橋臂各個開關管；所述數字處理控制模塊為TMS320F28335芯片。在每個開關周期內，數字處理控制模塊的采樣單元分別采集三電平逆變器的直流母線電壓信號、三電平逆變器輸出的三相電壓信號、三電平逆變器輸出的三相電流信號；采集到的信號經閉環控制單元處理得到三相基波調制信號；三相基波調制信號經空間矢量脈寬調制單元處理得到脈寬調制控制信號，該脈寬調制控制信號能夠抑制三電平逆變器直流母線中點電壓紋波、優化三電平逆變器的輸出波形質量；所述脈寬調制控制信號經驅動電路控制三電平逆變器每相開關管的工作狀態。一種基于開關狀態優化的中點電壓紋波抑制方法，該方法用于采用空間矢量調制方法情況下的三電平逆變器，包括以下步驟：步驟1、在每個開關周期內，數字處理控制模塊的采樣單元分別采集三電平逆變器的直流母線電壓信號、三電平逆變器輸出的三相電壓信號、三電平逆變器輸出的三相電流信號；步驟2、閉環控制單元根據步驟1中采集到的信號經Clarke變換、Park變換，得到兩相旋轉坐標系下的d軸和q軸分量，d軸和q軸分量分別與參考基準信號進行比例積分微分調節得到誤差信號，誤差信號再經Park反變換、Clarke反變換，輸出三相基波調制信號；步驟3、空間矢量脈寬調制單元根據步驟2中得到的三相基波調制信號，優化三相橋臂的開關狀態，得到三相橋臂輸出電平的切換時刻ta，tb，tc，將ta、tb、tc與三角載波比較，獲得能夠抑制三電平逆變器直流母線中點電壓的紋波、優化三電平逆變器的輸出波形質量的脈寬調制控制信號，具體步驟為：(1)區間劃分和判定：在三相靜止坐標系下，步驟2中得到的三相基波調制信號vao、vbo、vco經Clarke變化轉換至α-β兩相靜止坐標系中，可得合成參考矢量Vref：Vref=23(vao+vboej2π/3+vcoe-j2π/3)=Vα+jVβ|Vref|=Vα2+Vβ2θ=arctg(VβVα)---(1)]]>其中Vα和Vβ分別為Vref的實部和虛部。|Vref|和θ分別是Vref的模長和相角。假設“P”、“0”、“N”代表NPC三電平逆變器相橋臂的三種工作狀態(每相橋臂電壓分別是Vdc/2、0、-Vdc/2)。因此NPC三電平逆變器總共有27種工作狀態，每種狀態對應于α-β二維坐標系矢量圖中的一個矢量。傳統三電平SVPWM空間矢量區間劃分圖，如圖2所示，該矢量分布圖被分為6個大扇區，每60°區間為一個大扇區，每個大扇區包括4個小三角形區間。圖中“I，II，III，IV，V，VI”表示大扇區的編號，“1，2，3，4”表示各扇區內小三角形區間的編號。在圖2中，27個矢量具體分為：6個模長為2Vdc/3的大矢量；6個模長為為的中矢量；12個模長為Vdc/3的小矢量；3個零矢量。采用本發明方法時，空間矢量的扇區和小區間需要重新定義劃分，如圖3所示。6個四邊形代表6個大扇區，每60°區間為一個扇區，每個大扇區包括6個小區間。圖中“I，II，III，IV，V，VI”表示大扇區的編號，“1，2，3，4，5，6”表示各扇區內6個小區間的編號。圖4給出了當合成參考矢量Vref在圖3所示的第I大扇區第3小區間(I-3區間)時，本發明的等效兩電平空間矢量區間圖。對比圖4(a)和(b)可知，通過減去一個小矢量Vm(這里Vm＝Vo)，Vref轉化成等效的合成參考矢量Vr′ef。如圖4(b)所示，轉化為兩電平SVPWM的矢量計算后，Vr′ef由V0′，V1′，V2′合成，且滿足下面的等式：Vr′efTs＝V0′T0+V1′T1+V2′T2(2)T0+T1+T2＝Ts(3)式中V0′，V1′，V2′為轉化后的Vr′ef的合成三矢量，T0、T1、T2分別表示V0′，V1′，V2′的作用時間。分析圖4可知：式(2)還可以表示為：(Vref-Vm)Ts＝(V0-Vm)T0+(V1-Vm)T1+(V2-Vm)T2(4)將式(2)代入到式(4)中，可以將式(4)化簡為：VrefTs＝V0T0+V1T1+V2T2(5)因此，經轉化后計算得到的T0、T1、T2也就是傳統三電平SVPWM的Vref的合成三矢量V0，V1，V2的時間。因此，采用本發明方法時，傳統三電平SVPWM的矢量計算簡化為兩電平SVPWM的矢量計算，當確定了大扇區后，只需根據V′ref的相角來判定所處小區間。且類似兩電平SVPWM矢量合成計算原理，得到合成Vref的合成三矢量和它們的作用時間。(2)開關周期內開關狀態的優化以Vref在圖2所示的I-1區間時傳統三電平SVPWM的開關序列為例，如圖5所示。從圖5中可以看出，采用傳統SVPWM方法時，在一個開關周期Ts內，V0[P00]的作用時間和V0[0NN]的作用相等，等于T0/2。又由于V0[P00]和V0[0NN]是一對正負小矢量，它們對中點電壓的影響是相反的，且能夠相互抵消。但V1[00N]是另一個負小矢量，使得中點電壓降低，因此，中點電壓波動問題就出現了。在一個開關周期Ts內，為了減小負小矢量V1[00N]對中點電壓的影響，應該增加正小矢量V0[P00]的作用時間，相應的減少負小矢量V0[0NN]的作用時間，即重新分配V0[P00]和V0[0NN]的作用時間，使得中點電壓上升，有利于減小中點電壓的波動量。圖6表示的是當Vref在圖3所示的I-3區間時，本發明方法的開關序列。該序列與圖5中Vref在圖2所示的I-1區間時傳統三電平SVPWM的開關序列相同。在圖6中，在一個開關周期Ts內，假設a相橋臂“P”狀態的持續時間與c相橋臂“N”狀態的持續時間相等，即滿足下面的不等式：T0+＝T0-+T1(6)T0++T0-+T1+T2＝Ts(7)T0++T0-＝T0(8)式中T0-，T0+分別代表負小矢量V0[0NN]和正小矢量V0[P00]的作用時間。由圖5和圖6對比可知，在一個開關周期Ts內，傳統三電平SVPWM方法和本發明方法作用時，合成三矢量的作用時間對比情況在表1中給出。表1合成三矢量的作用時間對比其中T0表示負小矢量V0[0NN]和正小矢量V0[P00]的總作用時間，T1，T2分別表示V1，V2的作用時間。由式(5)-(7)和表1可以看出，雖然負小矢量V1[00N]的作用時間沒有調整，但是負小矢量V0[0NN]和正小矢量V0[P00]的作用時間不再相等。正小矢量V0[P00]的作用時間增加了，同時，負小矢量V0[0NN]的作用時間減小了。因此，在采用本發明方法時，當Vref在圖3所示的I-3區間時，使得a相橋臂“P”狀態的持續時間與c相橋臂“N”狀態的持續時間相等，中點電壓將上升，有減小中點電壓波動量的趨勢。根據上述分析可知，在一個開關周期Ts內，本發明方法通過控制NPC三電平逆變器某一相橋臂“P”(或N”)狀態的持續時間與另一相橋臂“N”(或“P”)狀態的持續時間相等，從而優化開關狀態減小中點電壓波動量。具體優化開關狀態的規則如下：表2本發明方法的開關狀態優化規則表中Taon，Tbon，Tcon分別代表在一個開關周期Ts內，NPC三電平逆變器各相橋臂“P”(或“N”)狀態的持續時間。θ是Vref的相角。(3)參與合成的矢量作用時間計算仍以Vref在圖3所示的I-3區間為例，采用本發明方法時，由式(4)-(7)可以求得T0-，T0+，T1，T2：T0+=Ts2(3M2cos(θ)+3M2sin(θ))T0-=Ts2(3M2cos(θ)-33M2sin(θ))T1=3Msin(θ)TsT2=Ts-(3sin(θ)2+32cos(θ))MTs---(9)]]>這里，M表示基波調制比，M＝|Vref|/(Vdc/2)，M的范圍是[0，1.15]。如圖6所示，當Vref在圖3所示的I-3區間時，本發明方法在一個開關周期內的開關序列。圖中，ta，tb，tc分別為NPC三電平逆變器三相橋臂輸出電平的切換時刻，ta，tb，tc為：ta=T0-/2+T1/2+T2/2tb=T0-/2tc=T0-/2+T1/2---(10)]]>(4)脈寬調制控制信號生成再將式(9)代入式(10)，可得ta，tb，tc。綜上所述，當Vref處于其他區域內時，同理可得三電平逆變器三相橋臂輸出電平的切換時刻值。將求得的ta、tb、tc與三角載波比較可以得到三相橋臂脈寬調制控制信號。步驟4、驅動電路將步驟3中所得脈寬調制控制信號分配給三電平逆變器每相橋臂各個開關管，控制三電平逆變器的工作狀態，同時抑制三電平逆變器直流母線中點電壓的紋波、優化三電平逆變器的輸出波形質量。下面以NPC三電平逆變器為例，詳細闡述本發明實施過程。(1)傳統三電平SVPWM控制方法下調制波分析：如圖2所示，以Vref在圖2所示的I-I區為例，當采用傳統三電平SVPWM方法時，V0、V1、V2的作用時間T0、T1、T2為：T0=(32cos(θ)-3sin(θ)2)MTsT1=3Msin(θ)TsT2=Ts-(3sin(θ)2+32cos(θ))MTs---(11)]]>Vref在I-I區時，一個開關周期內的開關序列如圖5所示。圖中，tasv，tbsv，tcsv分別為NPC三電平逆變器三相橋臂輸出電平的切換時刻，tasv，tbsv，tcsv為：tasv=T0/4+T1/2+T2/2tbsv=T0/4tcsv=T0/4+T1/2---(12)]]>再將式(11)代入式(12)，可得tasv，tbsv，tcsv。綜上所述，當Vref處于其他區域內時，同理可得NPC三電平逆變器輸出三相電平的切換時刻值。以Vref在圖2所示的I-1區間為例，三相橋臂調制波uasv，ubsv，ucsv可以表示為：uasv=Vdc(Ts-2tasv)/(2Ts)ubsv=-Vdctbsv/Tsucsv=-Vdctcsv/Ts---(13)]]>式中，Vdc為NPC三電平逆變器的輸入直流電壓。對Vdc/2進行標幺化處理后，由式(11)-式(13)可以將式(13)化簡為：uasv=32Msin(ωt+π6))ubsv=-32Msin(ωt+π6)ucsv=-32Msin(ωt-π3)---(14)]]>式中ω是NPC三電平逆變器的三相調制波角頻率，且ωt＝θ+π/2。根據上述分析可知，當Vref位于空間矢量區間劃分圖的任意區間時，傳統三電平SVPWM方法的三相調制波表達式均可以得到，如表3所示。進一步作出各相調制波隨M變化的趨勢圖。以a相調制波為例，在一個工頻周期內，其隨M變化的趨勢圖如圖7所示。從表3和圖7可以看出，在一個工頻周期里，當M在[0，1.15]范圍內變化時，傳統三電平SVPWM的調制波表達式非常復雜，且其波形形狀隨M變化而不同。僅在M＝1.15時，其調制波為鞍形波。另外，從傳統三電平SVPWM方法的原理分析可以看出，為了實現對Vref的區間判斷，Vref的相角θ和其模長|Vref|計算必不可少，且其區間判斷和合成矢量計算較復雜。表3傳統三電平SVPWM空間矢量區間的調制波表達式其中，uZX_Y表示在X扇區，Y小區的Z相調制波。其中，Z表示的是a，b，c三相。X表示的扇區號“I，II，III，IV，V，VI”。Y表示的是小區間號“1，23，4”，“23”表示的是第2和3小區。(2)本發明方法下調制波分析在本發明方法作用時，當Vref處于空間矢量區間劃分圖各個區域內，NPC三電平逆變器的各相橋臂的輸出電平切換時刻ta、tb、tc經計算得到后，就能夠得到各項橋臂的調制波ua，ub，uc表達式。以Vref在圖3所示的I-3區間為例，ua，ub，uc為：ua=Vdc(Ts-2ta)/(2Ts)ub=-Vdctb/Tsuc=-Vdctc/Ts---(15)]]>對Vdc/2進行標幺化處理后，由式(9)-(10)可以將式(15)化簡為：ua=32Msin(ωt-π6)ub=32Msin(ωt-2π3)uc=-32Msin(ωt-π6)---(16)]]>式中ω是NPC三電平逆變器的三相調制波角頻率，且ωt＝θ+π/2。根據上述分析可知，當Vref位于空間矢量區間劃分圖的任意區間時，NPC三電平逆變器的三相調制波表達式均可以得到。在一個工頻周期內，a相調制波ua在不同M條件下的波形如圖8所示。與傳統三電平SVPWM空間矢量區間的調制波表達式相比，本發明方法的調制波表達式更容易得到。對比圖8與圖7可知，當M在[0，1.15]范圍內變化時，在一個工頻周期內，本發明方法的調制波總是鞍形波，其波形不隨M變化。而傳統三電平SVPWM的調制波表達式非常復雜，其波形隨M變化而不同，僅當M＝1.15的時候，其波形為鞍形。另外，通過對比分析上述兩種調制方法的調制波表達式可知，傳統三電平SVPWM的調制波表達式較復雜，難以建立統一的中點電壓模型。而在基波調制比為[0,1.15]范圍內，本發明方法的調制波表達式較為簡單，在相同條件下，不隨小區間變化。且該方法作用時，中點電壓的平均模型相對容易建立，易于中點電壓控制器的設計。(3)中點電壓紋波對比在傳統三電平SVPWM方法作用下，當NPC三電平逆變器的三相橋臂分別工作在“0”狀態時，在一個開關周期Ts內，每相橋臂“0”狀態對應的占空比Daosv，Dbosv，Dcosv可以表示為：Daosv=1-|uasv|Dbosv=1-|ubsv|Dcosv=1-|ucsv|---(17)]]>式中uasv，ubsv，ucsv表示當采用傳統三電平SVPWM方法時，各相橋臂的調制波。同樣的，當采用本發明方法時，在一個開關周期Ts內，每相橋臂“0”狀態對應的占空比Dao，Dbo，Dco可以表示為：Dao=1-|ua|Dbo=1-|ub|Dco=1-|uc|---(18)]]>式中ua，ub，uc表示當采用傳統三電平SVPWM方法時，各相橋臂的調制波。三相負載電流的表達式為：式中Im表示三相負載相電流的幅值，為三相負載的功率因數角。NPC三電平逆變器如圖9所示，io可以定義為一個開關周期Ts內中點電流的平均值，其正方向為流出中點o的方向。令iosvandio表示分別采用傳統三電平SVPWM方法和本發明方法時的中點電流，滿足以下等式：iosv＝Daosvia+Dbosvib+Dcosvic(20)io＝Daoia+Dboib+Dcoic(21)在圖9中，i1和i2分別為流過電容C1和C2的電流，vc1和vc2分別為電容C1和C2的電壓，vc為vc1和vc2的電壓差。vc＝vc1-vc2(22)假設電容C1和C2的容值相等，等于C。因此，io，i1和i2的關系可以表示為：i1=Cdvc1/dti2=Cdvc2/dtio=i1-i2---(23)]]>由式(22)-(23)可以推導得到vc：vc=ioCTs---(24)]]>根據式(20)，(21)和(24)，上述兩種調制方法的vc可以表示為：vcsv=TsC(Dasvia+Dbsvib+Dcsvic)---(25)]]>vcsA=TsC(Daoia+Dboib+Dcoic)---(26)]]>式中：vcsv和vcSA分別表示傳統三電平SVPWM方法和本發明方法時的vc。假設三相負載為阻性負載當對Im，Ts，C進行標幺化處理后，vcsv_pp和vcSA_PP隨M變化的曲線如圖10所示。這里，vcsv_pp，vcSA_PP分別表示vcsv和vcSA的紋波量。從圖10中可以看出，與傳統三電平SVPWM方法相比，本發明方法作用時中點電壓的紋波量明顯減小。因此，根據上述分析，本發明方法在減小中點電壓紋波方面的效果得到了理論驗證。實施例1為了驗證本發明方法的有效性，在基于數字信號處理器-復雜可編程邏輯器件(DigitalSignalProcessorandComplexProgrammableLogicDevice，DSP-CPLD)的NPC三電平逆變器實驗平臺上進行了實驗驗證。實驗中設置的主要參數為：輸入直流電壓：200V輸入直流母線電容容值：C1＝C2＝150uF基波調制比：M＝0.8開關頻率：fs＝20kHz輸出功率：Pout＝0-215W數字處理單元：TMS320F28335DSP邏輯驅動處理單元：EPM1270T(CPLD)功率模塊單元：IGBTFZ06NPA070FP各相輸出濾波器：L＝1.5mH，C＝10uF負載條件：阻性負載。當分別采用傳統三電平SVPWM和所提發明方法時，vc1，vc2，vA，va_ref，ia，va的波形以及輸出波形的諧波分析結果如圖11所示。圖11中，vc1，vc2分別表示電容C1，C2上的電壓，vA表示的是a相橋臂電壓，va_ref表示的是a相調制波波形，ia表示的是a相負載電流，以及va表示的是a相負載電壓。從圖11(a)(b)可以看出，采用傳統三電平SVPWM方法時，vc1或vc2的紋波為12.4V(示波器設置在AC耦合方式)，當本發明方法時，vc1或vc2的紋波得到有效減小。因此，實驗結果表明：與傳統三電平SVPWM方法相比，本發明方法在中點電壓紋波方面有更好的表現。圖11(c)(d)給出的是va，ia的THD分析結果。傳統三電平SVPWM方法相比，當采用本發明方法時，ia的THD值從5.17％降到1.96％，va的THD值從5.13％降到1.94％。因此，與傳統三電平SVPWM方法相比，本發明方法在輸出波形質量方面有明顯優勢。在不同M條件下，上述兩種調制方法的vc1紋波值和輸出電流的THD結果如圖12所示。當M從0變化到1.15的范圍內，與傳統三電平SVPWM方法相比，本發明方法能減小中點電壓的紋波，提高NPC三電平逆變器的輸出波形質量。綜上所述，本發明基于開關狀態優化的中點電壓紋波抑制系統及方法，應用于空間矢量調制情況下的三電平逆變器，該控制方法通過重新劃分空間矢量區間，將傳統三電平SVPWM簡化為兩電平SVPWM，使得區間判定和矢量合成計算更易實現。在開關周期內，根據合成參考矢量的相角范圍條件，選擇一相橋臂“P”(或“N”)狀態與另一相橋臂“N”(或“P”)狀態的持續時間相等，簡化了調制波的表達式。在基波調制比為[0,1.15]的范圍內，調制波為鞍形波，降低了中點電壓的紋波，解決了中點電壓模型難以建立、中點電壓控制器不易設計的問題。與傳統三電平SVPWM相比，本發明能有效減小中點電壓紋波，提高輸出波形質量。該控制方法無需增加額外的硬件電路，具有輸出波形諧波含量低，實時性好，控制方法簡單，便于數字化實現等優點。當前第1頁1 2 3