本發明涉及電力電子領域，尤其涉及一種新型鎖相方法。

背景技術：

在單相和三相系統中，鎖相的應用非常廣泛，如并網逆變器和UPS，尤其是在dq坐標系下做系統環路控制時，更需要準確的電網相位信息。鎖定的相位包含了我們所需要的電網相位信息，是系統環路控制的基礎，精確的鎖相結果才能得到精確的環路控制結果。

單同步坐標系軟件鎖相環(SSRF-PLL)是一種較為常見的鎖相方式，它具有控制方法簡單，響應速度快等優點，但在電網電壓不平衡、含有直流分量及高次諧波時，SSRF-PLL的鎖相結果存在較大的誤差。雖然可以通過加入低通濾波器或改變PI調節器參數降低系統帶寬來減小鎖相誤差，但如此一來很大程度上影響了鎖相的響應速度，難以滿足系統對鎖相快速響應的要求。

為了克服SSRF-PLL在電網電壓不平衡、含有直流分量及高次諧波方面的不足，可以使用解耦雙同步參考坐標系鎖相環(DDSRF-PLL)。DDSRF-PLL可以提取出電網電壓的正負序分量，利用解耦網絡消除振蕩，以取得準確的鎖相結果，但其算法結構較復雜而且低帶寬的濾波器仍給系統帶來一些延時。

為了克服DDSRF-PLL結構復雜和延時問題，可以利用二階廣義積分器實現鎖相環(SOGI-PLL)，這種基于一般型SOGI的鎖相方法在電網電壓正常及不平衡時可獲得準確鎖相，但在電網電壓含有直流分量和含有高次諧波條件下不能獲得準確鎖相信息。

針對一般型SOGI用于鎖相系統存在不能同時對電網中電壓不平衡、含有直流分量和諧波的情況進行精確鎖相的缺點，本發明給出了改進型SOGI-PLL，可以實現精確鎖相，使鎖相具有更強地電網適應性，具有很重要的學術價值和非常廣闊的應用前景。

技術實現要素：

本發明目的在于提供一種解決現有鎖相技術中不能同時對電網電壓不平衡、含有直流分量和諧波的情況進行精確鎖相缺點的適用于三相電網電壓的新型鎖相方法。

為實現上述目的，采用了以下技術方案：本發明所述方法包括以下步驟：

步驟1，將三相電網電壓V_abc經Clark變換，使三相電網電壓V_abc由三相靜止坐標系變換到兩相靜止坐標系v_αβ；

步驟2，兩相靜止坐標系v_αβ經基波正序分量提取單元后得到基波正序分量和

步驟3，和經鎖相環后得到相位信息，對電網進行相位跟蹤，鎖定電網相位θ。

進一步的，步驟1中所述的兩相靜止坐標系v_αβ，α軸超前β軸90度相角。

進一步的，步驟2中，所述基波正序分量提取單元包括雙改進型二階廣義積分器(SOGI)和正序基波邏輯運算單元；改進型SOGI的傳遞函數為：

其中，D(s)與Q(s)是改進型SOGI的傳遞函數表達式，s是拉普拉斯變換算子，τ表示慣性時間常數，qv′為一般型SOGI的輸出信號；v是輸入電壓信號；v′為輸出信號；ω為輸入電壓信號頻率；ω′為SOGI的中心頻率；k是阻尼系數；當SOGI的中心頻率ω′與輸入電壓信號頻率ω一致時，輸出信號v′與qv′是幅值相同的正弦波，但v′超前于qv′相角90度，并且v′與v同相位。

進一步的，步驟3中，所述鎖相環包括Park變換和PI調節器，將所提取的基波正序分量經Park變換后得到q軸分量用于鎖相控制。

進一步的，步驟3中，所述鎖相環輸出的相位是三相電網電壓的相位。

與現有技術相比，本發明具有如下優點：本發明方法具有更強的電網適應性，可以同時在三相電網電壓不平衡、含有直流及諧波三個條件下，依然能夠準確鎖定相位，準確提取出三相電網電壓中的基波正序分量，以實現精確的電網相位跟蹤，提高鎖相精度，克服了一般二階廣義積分器只能對所述電網電壓條件之一的情況進行基波正序分量提取的缺點。

附圖說明

圖1為本發明方法的結構示意圖。

圖2為本發明方法的改進型SOGI結構圖。

圖3為本發明方法的改進型SOGI伯德圖。

圖4為本發明方法的基波正序提取運算邏輯單元結構圖。

圖5為本發明方法的鎖相原理圖。

圖6為本發明方法的具體實施原理圖。

圖7為一般型SOGI鎖相仿真圖。

圖8為本發明方法的仿真圖。

具體實施方式

本發明所述方法包括以下步驟：

步驟1，將三相電網電壓V_abc經Clark變換，使三相電網電壓V_abc由三相靜止坐標系變換到兩相靜止坐標系v_αβ，α軸超前β軸90度相角。

步驟2，兩相靜止坐標系v_αβ經基波正序分量提取單元后得到基波正序分量和所述基波正序分量提取單元包括雙改進型二階廣義積分器(SOGI)和正序基波邏輯運算單元。改進型SOGI的傳遞函數為：

其中，D(s)與Q(s)是改進型SOGI的傳遞函數表達式，s是拉普拉斯變換算子，τ表示慣性時間常數，qv′為一般型SOGI的輸出信號；v是輸入電壓信號；v′為輸出信號；ω為輸入電壓信號頻率；ω′為SOGI的中心頻率；k是阻尼系數；當SOGI的中心頻率ω′與輸入電壓信號頻率ω一致時，輸出信號v′與qv′是幅值相同的正弦波，但v′超前于qv′相角90度，并且v′與v同相位。

步驟3，和經鎖相環后得到相位信息，對電網進行相位跟蹤，鎖定電網相位θ，鎖相環輸出的相位是三相電網電壓的相位。其中，鎖相環包括Park變換和PI調節器。

下面結合附圖對本發明做進一步說明：

如圖1所示，設三相平衡電網電壓幅值為V_m，基波頻率角為ω，則三相電網電壓可以表示為：

將三相電網電壓由三相靜止abc坐標系變換到兩相靜止αβ坐標系，α軸超前β軸90度相角，變換如下：

一般型SOGI的輸出信號v′不包含任何直流分量，且能夠濾除高頻信號，其作用相當于一個帶通濾波器，通帶頻率點就是電網基波頻率。而一般型SOGI輸出信號qv′很容易受到輸入信號中的高次諧波和直流分量的影響。

為了克服一般型SOGI的技術缺點，本發明提供了改進型SOGI結構圖如圖2所示。圖2中虛線框內為改進部分，改進部分所起的作用是：根據一般型SOGI結構可知，輸出信號v′是不包含任何直流分量且能夠很好的抑制諧波，若輸入信號v含有直流分量，那么經過輸出信號v′負反饋后，ε含有與輸入信號相同的直流分量，將此信號經增益k放大后與qv″做減法以消除qv′中的直流分量。同時，在kε與qv″做減法通道上加入一個低通濾波器(Low Pass Filter,LPF)，使qv′在高頻段有較大的衰減。

LPF傳遞函數為：

τ與LPF的截止頻率有關。

根據圖2可得改進型SOGI的傳遞函數：

v是輸入電壓信號，k是阻尼系數。當SOGI的中心頻率ω′與輸入電壓信號頻率ω一致時，輸出信號v′與qv′幅值相同的正弦波，但v′超前于qv′相角90度，并且v′與v同相位。

圖3為改進型SOGI的伯德圖，Q(s)的幅頻特性與D(s)基本相同，也就是說D(s)與Q(s)不但可以抑制輸入信號中的直流分量，還可以很好的抑制輸入信號中的高頻分量。因此，改進型SOGI能夠同時對輸入信號中的諧波和直流分量起到抑制作用。

圖5為鎖相原理圖，具體的，三相電網電壓經Clark變換后得到v_αβ，再經dq變換后得到v_q，根據鎖相原理可知，只要控制v_q＝0，就是實現對三相電網電壓的鎖相。當相位鎖定時v_q為一直流分量，而PI調節器對直流信號的調節可以達到無靜差，因此，對v_q的控制選擇PI調節器。對加入ω_c是為了加快鎖相環的調節速度，若不加入ω_c，系統想要達到同樣的調節速度就必須增加PI調節器的速度，這樣一來就會引起被調節量ω_o的超調過大，甚至導致系統不穩定。最后對角頻率ω_o進行積分就得到了鎖相輸出角度θ，即電網電壓角度。鎖相原理圖中還包括Park變換，其作用是將兩相交流坐標系v_αβ轉換為兩相直流坐標系v_dq，Park變換如下：

鎖相的輸出是否能精確的跟蹤電網電壓相位，主要依賴于三相電網電壓經Clark變換后的v_αβ是否為基波正序分量。若三相電網電壓不平衡、含有諧波或直流分量時，v_αβ一定也是不平衡、含有諧波或直流分量的，進而影響鎖相結果。因此，提取v_αβ中的基波正序分量是精確鎖相的關鍵。基于上述分析，本發明利用改進型SOGI提取v_αβ中的基波正序分量，對電網電壓同時存在不平衡、諧波及直流分量的情況下，同樣能夠提取v_αβ中的基波正序分量，使鎖相結果準確無誤。

圖4為基波正序提取運算邏輯單元結構圖，其輸入信號是兩個改進型SOGI的輸出信號，其輸出是兩相互正交的基波正序分量。圖6為發明方法的原理圖，將三相電網電壓信號V_abc進行Clark變換得到v_α與v_β，再經兩個改進型SOGI后得到兩組正交信號v′_α與qv′_α和v′_β與qv′_β，v_β滯后于v_α相位90°，v′_α與電網電壓V_a相同相位，qv′_α與v′_β滯后于v′_α相位90°，qv′_β滯后于v′_α相位180°，再經正序分量計算后提取出電網電壓信號中的基波正序分量與將所提取的基波正序分量經Park變換后得到q軸分量最后通過鎖相環控制鎖定電網相位。

圖7為一般型SOGI鎖相仿真圖，三相電網電壓同時存在不平衡、諧波和直流分量，具體為三相電網電壓額定有效值為220V，均含有3％的11次、21次、31次、41次和51次諧波，其中A相電壓含有20V直流分量；B相電壓升高20％；C相電壓下降20％。圖7中，SOGI輸出量不受電網電壓影響，而明顯畸變，導致鎖相結果也出現畸變，無法準確鎖相。

圖8為本發明提供的改進型SOGI鎖相仿真圖，三相電網電壓同圖7情況一致。從圖8看出，SOGI輸出量與均不受電網電壓的影響，完全是電網電壓基波分量，進而使鎖相結果準確無誤。

以上所述的實施例僅僅是對本發明的優選實施方式進行描述，并非對本發明的范圍進行限定，在不脫離本發明設計精神的前提下，本領域普通技術人員對本發明的技術方案做出的各種變形和改進，均應落入本發明權利要求書確定的保護范圍內。