本發明涉及開關變換器領域，特別涉及開關變換器中反饋電壓的采樣方法及電壓采樣電路。

背景技術：

電源是各種電子設備的心臟，是電子設備不可或缺的一部分，開關電源(也稱為開關變換器)在電源技術中占有重要地位，現代電源大都采用開關電源技術，其具有變換效率高、體積小、動態響應速度快等優點。

現有開關變換器的電路結構框圖如圖1-1所示，輸入電壓Vin通過功率變換電路進行功率傳輸和電壓變換后形成輸出電壓Vo，功率變換電路主要由功率開關器件(如三極管或MOS管)、二極管、電感、電容和變壓器連接組成；為了使開關變換器的輸出電壓穩定，需要使用控制電路或控制IC對變換器進行閉環控制，而控制電路或控制IC通常會通過兩個采樣電阻Rf1和Rf2對變換器的輸出電壓Vo進行采樣并得到反饋電壓VFB，VFB輸入到控制電路或控制IC內部的誤差放大器的反向輸入端，并與連接至誤差放大器同相輸入端的基準電壓Vref進行比較，然后將比較后的誤差電壓進行放大處理后從誤差放大器的輸出端Comp輸出并形成電壓信號Vc，然后將Vc輸入給PWM調制器，PWM調制器將接收到的電壓信號Vc與斜坡電壓Vcs進行比較后形成PWM信號，以驅動功率變換電路中的開關器件的導通與關斷，并調節開關器件的驅動占空比，從而維持輸出電壓的穩定。

開關變換器作為閉環控制系統，誤差放大器(Error Ampl ifi er，簡稱為EA)也稱為誤差比較放大器，其輸出端Comp通常被引出至控制電路或控制IC的外部，以便對開關變換器進行環路補償控制，使變換器對各種擾動都能夠快速響應，從而能夠高效、穩定、可靠地工作。誤差放大器對輸出電壓進行采樣、比較和誤差放大后，其輸出電壓Vc能夠反映因變換器的輸入電壓或輸出負載的變化導致的變換器的輸出電壓Vo的變化，所以常常會從Comp端采樣以輸出給其他的控制電路或保護電路，以實現各種控制或保護功能。但是，直接采樣誤差放大器的輸出端電壓時，通常會改變其阻抗特性甚至引入干擾信號，從而對變換器的環路產生干擾，導致變換器工作不穩定、環路響應速度變慢，甚至引起輸出電壓抖動等，使變換器的可靠性降低。

現有的一種較為簡單的采樣輸出負載的方式如圖1-2所示，在變換器輸出負極與功率變換電路之間串接一只采樣電阻Rs1，以將變換器輸出負載的變化量轉化為電壓變化量VRs1，VRs1即采樣電阻Rs1兩端的電壓，其數值為負值，即VRs1＜0；VRs1輸入給一個運算放大器的反向輸入端，運算放大器簡稱為運放，其同相輸入端通過電阻Rs2接變換器的輸出負極，則運放的的同相輸入端電壓始終為零，運放的輸出端輸出采樣電壓Vs1，若變換器的輸出負載增加或減輕，則Vs1將隨之增大或減小；在需要原副邊隔離的變換器中，Vs1可以通過隔離電路(如光耦隔離、磁隔離等)的隔離傳輸后反饋到變換器的原邊形成另一采樣電壓Vs2；不論是Vs1還是Vs2，都可以輸出給某一控制電路或保護電路，以實現開關變換器的各種控制或保護功能。但這種采樣方式存在的問題是，因采樣電阻Rs1直接串接在變換器的輸出負極走線中，在變換器的輸出負載較重時Rs1引起的損耗急劇增加，發熱嚴重，可靠性下降；例如，若Rs1取值為10mΩ，變換器的輸出負載Io為10A時，電阻Rs1引起的損耗PRs1＝Io²×Rs1＝10×10×0.01W＝1W，則Rs1需要使用功率和體積較大的精密電阻，即便如此，其發熱也會非常嚴重，并且造成的損耗可能難以接受。

技術實現要素：

有鑒于此，本發明提供一種電壓采樣方法及電壓采樣電路，不僅電路簡單、成本低廉，還可有效抑制因采樣誤差放大器的輸出端電壓而帶來的環路不穩定的問題，從而使變換器穩定可靠地工作。

為了實現以上目的，本發明通過以下技術方案來實現：

本發明的第一個目的是：提供一種電壓采樣方法，其特征在于：使用一種電壓采樣電路，所述的電壓采樣電路的輸出端作為電壓采樣點進行電壓采樣，改變現有的直接連接控制電路或控制IC的誤差放大器的輸出端以采樣其輸出電壓的方式，可以使采樣后的電壓攜帶的干擾雜波減少，對變換器的控制環路無干擾，并提高變換器的穩定性。

優選的，所述的一種電壓采樣電路包括由第一電阻和第一電容串聯后組成的第一RC串聯支路，所述的電壓采樣點為第一RC串聯支路的串聯節點。

優選的，所述的一種電壓采樣電路包括至少兩路RC串聯支路，每一路RC串聯支路均由電阻和電容串聯組成，第二RC串聯支路并聯在第一電容的兩端，第三RC串聯支路并聯在第二電容的兩端，依此類推，最后一路RC串聯支路的串聯節點作為所述的電壓采樣點。

本發明的另一個目的是：提供一種電壓采樣電路，其特征在于：所述的電壓采樣電路包括由第一電阻和第一電容組成的第一RC串聯支路，第一電阻的一端作為電壓采樣電路的輸入端，第一電阻的另一端與第一電容的一端串聯，第一電容的另一端接地；第一電阻與第一電容的串聯節點作為電壓采樣電路的輸出端，并作為電壓采樣點，輸出采樣后的電壓。

優選的，一種電壓采樣電路，包括至少兩路RC串聯支路，每一路RC串聯支路均由電阻和電容串聯組成；第二RC串聯支路由第二電阻與第二電容串聯組成，第二電阻的一端作為第二RC串聯支路的輸入端連接到第一RC串聯支路的串聯節點，第二電阻的另一端與第二電容的一端串聯，第二電容的另一端接地；第三RC串聯支路由第三電阻與第三電容串聯組成，第三電阻的一端作為第三RC串聯支路的輸入端連接到第二RC串聯支路的串聯節點，第三電阻的另一端與第三電容的一端串聯，第三電容的另一端接地；依此類推，最后一路RC串聯支路的串聯節點作為電壓采樣電路的輸出端，并作為電壓采樣點，輸出采樣后的電壓。

與現有的直接連接控制電路或控制IC的誤差放大器的輸出端以采樣其輸出電壓的方式相比，本發明具有如下有益效果：

(1)對變換器的控制環路無干擾，提高變換器工作的穩定性；

(2)采樣后的電壓攜帶的干擾雜波少；

(3)采樣電路簡單可靠，成本低廉，占用電路板空間小。

附圖說明

圖1-1為現有開關變換器的電路結構框圖；

圖1-2為現有輸出負載采樣電路的原理框圖；

圖2-1為本發明第一實施例的電路原理圖；

圖2-2為本發明第二實施例的電路原理圖；

圖2-3為本發明第三實施例的電路原理圖；

圖3-1為本發明所述的電壓采樣電路應用的電路原理圖之一；

圖3-2為本發明所述的電壓采樣電路應用的電路原理圖之二；

圖3-3為本發明所述的電壓采樣電路應用的電路原理圖之三；

圖4-1為本發明一種電壓采樣電路的等效原理圖之一。

圖4-2為本發明一種電壓采樣電路的等效原理圖之二。

具體實施方式

第一實施例

圖2-1示出了本發明第一實施例的電路原理圖，虛線框201部分電路為本發明電壓采樣電路，用于采樣誤差放大器EA的輸出電壓。包括第一電阻R1和第一電容C1組成的串聯電路，R1的一端作為電壓采樣電路的輸入端，R1的另一端與C1的一端串聯，C1的另一端接輸出地；R1與C1的串聯節點作為電壓采樣電路的輸出端，并作為電壓采樣點，輸出采樣后的穩定電壓以輸出給后級電路。使用該采樣電路進行采樣的方法為：以R1與C1的串聯節點作為電壓采樣點，可以減少因直接采樣誤差放大器EA的輸出電壓而攜帶的干擾雜波，對變換器的控制環路無干擾，提高變換器的穩定性。

本發明第一實施例中，Vo+和Vo-分別為開關變換器的輸出正極和輸出負極(或輸出地)，誤差放大器EA通過采樣電阻Rf11和Rf12對開關變換器的輸出電壓Vo進行采樣后形成反饋電壓VFB，VFB輸入給EA的反相輸入端FB，并與連接至EA的同相輸入端的基準電壓Vref通過EA進行比較和誤差放大，然后從EA的輸出端Comp輸出控制電壓Vc；Vc輸入給PWM調制器，與輸入給PWM調制器的斜坡電壓Vcs進行比較后形成PWM信號，PWM信號用于驅動開關變換器中開關管的開通與關斷；第一電阻R1和第一電容C1串聯連接后組成第一RC串聯支路，第一RC串聯支路構成開關變換器的環路補償電路，用于調節開關變換器的控制環路并維持變換器的工作穩定性。需要說明的是，誤差放大器EA的輸出電壓Vc可反映輸出電壓的變化，例如，當變換器的輸出負載減輕導致輸出電壓升高時，VFB升高，Vc減小；反之，當變換器的輸出負載增加導致輸出電壓降低時，VFB降低，Vc升高；正因如此，誤差放大器EA的輸出端Comp常被用于直接連接其他電路，用以實現某一項或多項控制功能。

本實施例中，R1和C1的串聯連接節點為電壓采樣點，并且作為本發明電壓采樣電路的輸出端，輸出第一采樣電壓Vc1，Vc1也是本實施例圖2-1所示的電壓采樣電路中采樣后的電壓，Vc1可輸出給控制電路或保護電路，以實現某一控制功能或保護功能。采用本發明第一實施例中的電壓采樣電路后，Vc1同樣可反映輸出電壓的變化，并且Vc1≈Vc。值得說明的是，因PWM調制器中含有高頻雜波或噪音(例如PWM信號耦合至Comp端的高頻諧波分量)，所以直接將Comp端與其他控制電路相連接后，同樣會向其他控制電路引入高頻雜波或噪音，這些高頻雜波或噪音會對與Comp端直接相連接的控制電路產生干擾，導致控制電路誤觸發甚至失控；此外，與Comp端直接相連接的控制電路(如比較器或運放)會從Comp端抽走或灌入電流，并且，若這些控制電路中存在高頻信號(如開關管的開關信號等)，則會反過來干擾Comp端的電壓Vc，使Vc不穩定甚至嚴重抖動，從而導致PWM調制器誤觸發和開關變換器的整個控制環路不穩定，并導致變換器的輸出電壓紋波增大并產生抖動，變換器輸出電壓的抖動又進一步導致Vc不穩定，這些都會導致開關變換器的工作穩定性和可靠性嚴重下降。而采用本發明第一實施例中的電壓采樣電路則可避免這些問題，原因是，將電阻R1和電容C1的串聯連接節點作為電壓采樣電路的輸出端，輸出第一采樣電壓Vc1，然后將Vc1連接至其他控制電路，若其他控制電路中的高頻電壓/電流信號使得采樣后的電壓Vc1產生擾動，則此擾動信號會在電阻R1、電容C1構成的等效濾波電路中被很快消除，而不會影響到Vc和變換器的整個控制環路；此外，Vc含有的高頻干擾信號通過第一RC串聯支路時會被衰減，原理是，Comp端出現的干擾信號傳遞至電壓采樣電路的輸出端時，相當于經過了一級RC濾波，最終干擾信號被濾除，從而保證采樣后的電壓信號的穩定性。

第二實施例

圖2-2示出了本發明第二實施例的第電路原理圖，虛線框202部分電路為本發明電壓采樣電路。圖2-2與圖2-1所示電路相比，不同之處在于，在電容C1的兩端并聯了第二RC串聯支路，所述的第二RC串聯支路包括第二電阻R2和第二電容C2，R2的一端連接R1與C1的連接點，R2的另一端連接C2的一端，C2的另一端連接輸出負極，R2與C2的串聯連接節點作為電壓采樣電路的輸出端，輸出第二采樣電壓Vc2，Vc2同時也是圖2-2所示電壓采樣電路中采樣后的電壓，而且，Vc2≈Vc1≈Vc。

需要說明的是，與虛線框201所示電路相比，虛線框202所示電路具有更優的實施效果，即在電容C1兩端并聯第二RC串聯支路后，若與Vc2連接的電路中高頻電壓/電流信號使得采樣后的電壓Vc2產生擾動，則此擾動信號會在電阻R2、電容C2和C1構成的回路中被很快消除，而不會影響到Comp端電壓Vc和變換器的整個控制環路的穩定性；當Vc含有的高頻干擾信號通過本發明的電壓采樣電路向其他控制電路傳輸時，則此高頻干擾信號會通過第一RC串聯支路和第二RC串聯支路被衰減，如圖4-1所示，Comp端出現的干擾信號傳遞至本發明電壓采樣電路的輸出端時，相當于經過了兩級RC濾波，最終干擾信號被濾除，從而保證采樣后的電壓信號的穩定性。

本實施例在第一實施例的基礎上增加一只電阻R2和一只電容C2，即可極大地提高采樣電壓的穩定性，并且這種采樣電路對變換器的控制環路無干擾，可提高變換器的穩定性；且因采樣電路濾除了誤差放大器攜帶的高頻干擾雜波信號，故采樣后的電壓更加“干凈”，避免了對與采樣電路直接相連接的其他電路產生干擾，同樣也避免了誤差放大器的輸出電壓Vc被其他電路干擾；本發明電壓采樣電路通常使用貼片式電阻和貼片式陶瓷電容，采樣電路簡單可靠，成本極低，占用PCB空間很小。

第三實施例

圖2-3示出了本發明第三實施例的電路原理圖，虛線框203部分電路為本發明電壓采樣電路。圖2-3與圖2-2所示電路相比，不同之處在于，在電容C2的兩端并聯了第三RC串聯支路，所述的第三RC串聯支路包括第三電阻R3和第三電容C3，R3的一端連接R2與C2的連接點，R3的另一端連接C3的一端，C3的另一端連接輸出負極，R3與C3的串聯連接點作為電壓采樣電路的輸出端，輸出采樣電壓Vc3，而且，Vc3≈Vc2≈Vc1≈Vc。與虛線框202所示電路相比，虛線框203所示電路的不同之處僅在于，將第二采樣電壓Vc2再通過一級RC回路后輸出第三采樣電壓Vc3，Vc3同時作為電壓采樣電路的輸出電壓，如圖4-2所示，誤差放大器的輸出端電壓Vc通過圖2-3所示的電壓采樣電路輸出第三采樣電壓Vc3后，相當于經過了三級RC濾波，與Vc相比，Vc3更為“干凈”，幾乎不攜帶任何高頻雜波或高頻噪聲，圖2-3所示電路與圖2-2所示電路的實施效果完全相同。

以下是本發明所述的一種電壓采樣電路的另一種應用。

圖3-1示出了本發明第一實施例中所述的電壓采樣電路的另一種應用的電路原理圖，虛線框301部分電路為本發明電壓采樣電路，用于采樣誤差放大器EA的輸出電壓(同時也是光耦OC1的第4引腳的電壓)。

圖3-1中，Vo+和Vo-分別為開關變換器的輸出正極和輸出負極(或輸出地)，可調穩壓器TL431通過采樣電阻Rf21和Rf22對開關變換器的輸出電壓Vo進行采樣后輸出給TL431的可調端，并與TL431內部的基準電壓Vref2進行比較和誤差放大；可調穩壓器TL431的陰極與光耦OC1、電阻Roc串聯后連接至輸出正極Vo+；變換器的輸出電壓Vo的變化導致TL431的陰極電壓發生變化，從而使光耦OC1的原邊電流(即通過光耦內部的發光二極管的電流)發生變化，進而導致光耦的副邊電流(即通過光耦內部的光敏三極管的集電極電流)發生變化，變換器的控制電路或控制IC中的誤差放大器的輸出端Comp連接至光耦OC1內部光敏三極管的集電極(即光耦OC1的第4引腳)，所以Comp端電壓Vc也會因變換器的輸出電壓的變化而變化；Vc輸入給PWM調制器，與輸入給PWM調制器的斜坡電壓Vcs進行比較后輸出PWM信號，PWM信號用于驅動開關變換器中開關管的開通與關斷，所以Vc的變化會導致PWM信號的占空比發生變化，從而調節開關管的導通時間以維持變換器輸出電壓Vo的穩定。例如，當開關變換器的輸出負載減輕導致其輸出電壓Vo升高時，采樣電阻Rf22兩端的電壓升高，則可調穩壓器TL431的陰極電壓降低，通過光耦OC1的原邊電流增大，則通過光耦OC1的副邊電流也增大，則流過電阻R1的電流減小，從而導致開關變換器的控制電路或控制IC中的誤差放大器的輸出端(即Comp端)電壓Vc降低；同理，當開關變換器的輸出負載加重導致其輸出電壓Vo降低時，Vc升高。因誤差放大器的輸出端Comp的電壓Vc能夠反映開關變換器輸出電壓Vo的變化，所以，Comp常常被用于直接連接其他電路，用以實現某一項或多項控制功能。

圖3-1所示電路中，第一電阻R1和第一電容C1串聯連接后組成第一RC串聯支路，第一RC串聯支路、電阻R201、Rf21和電容C201構成開關變換器的環路補償電路，用于調節開關變換器的控制環路并維持變換器的工作穩定性。本實施例中，R1和C1的串聯連接點作為本發明電壓采樣電路的輸出端，輸出第一采樣電壓Vc1，Vc1也是本實施例圖3-1所示的電壓采樣電路中采樣后的電壓，Vc1可輸出給控制電路或保護電路，以實現某一控制功能或保護功能。采用本發明第二實施例中的電壓采樣電路后，Vc1同樣可反映輸出電壓的變化，并且Vc1≈Vc。值得說明的是，因PWM調制器中含有高頻雜波或噪音(例如PWM信號耦合至Comp端的高頻諧波分量)，所以直接將Comp端與其他控制電路相連接后，同樣會向其他控制電路引入高頻雜波或噪音，這些高頻雜波或噪音會對與Comp端直接相連接的控制電路產生干擾，導致控制電路誤觸發甚至失控；此外，與Comp端直接相連接的控制電路(如比較器或運放)會從Comp端抽走或灌入電流，并且，若這些控制電路中存在高頻信號(如開關管的開關信號等)，則會反過來干擾Comp端的電壓Vc，使Vc不穩定甚至嚴重抖動，從而導致PWM調制器誤觸發和開關變換器的整個控制環路不穩定，并導致變換器的輸出電壓紋波增大并產生抖動，變換器的輸出電壓的抖動又進一步導致Vc不穩定，這些都會導致開關變換器的工作穩定性和可靠性嚴重下降。而采用本發明第二實施例中的電壓采樣電路則可避免這些問題，原因是，將電阻R1和電容C1的串聯連接節點作為電壓采樣電路的輸出端，輸出第一采樣電壓Vc1，然后將Vc1連接至其他控制電路，若其他控制電路中的高頻電壓/電流信號使得采樣后的電壓Vc1產生擾動，則此擾動信號會在電阻R1、電容C1構成的等效濾波電路中被很快消除，而不會影響到Vc和變換器的整個控制環路；此外，Vc含有的高頻干擾信號通過第一RC串聯支路時會被衰減，原理是，Comp端出現的干擾信號傳遞至電壓采樣電路的輸出端時，相當于經過了一級RC濾波，最終干擾信號被濾除，從而保證采樣后的電壓信號的穩定性。

圖3-2示出了本發明第二實施例中所述的電壓采樣電路的另一種應用的電路原理圖，虛線框302部分電路為本發明電壓采樣電路。圖3-2與圖3-1所示電路相比，不同之處在于，在電容C1的兩端并聯了第二RC串聯支路，所述的第二RC串聯支路包括第二電阻R2和第二電容C2，R2的一端連接R1與C1的連接點，R2的另一端連接C2的一端，C2的另一端連接變換器的輸入負極，R2與C2的串聯連接點作為電壓采樣電路的輸出端，輸出第二采樣電壓Vc2，Vc2同時也是圖3-2所示電壓采樣電路中采樣后的電壓，而且，Vc2≈Vc1≈Vc。

需要說明的是，與虛線框301所示電路相比，虛線框302所示電路具有更優的實施效果，即在電容C1兩端并聯第二RC串聯支路后，若與Vc2連接的電路中的高頻電壓/電流信號使得采樣后的電壓Vc2產生擾動，則此擾動信號會在電阻R2、電容C2和C1構成的回路中被很快消除，而不會影響到Comp端電壓Vc和變換器的整個控制環路的穩定性；當Vc含有的高頻干擾信號通過本發明的電壓采樣電路向其他控制電路傳輸時，則此高頻干擾信號會通過第一RC串聯支路和第二RC串聯支路被衰減，如圖4-1所示，Comp端出現的干擾信號傳遞至本發明電壓采樣電路的輸出端時，相當于經過了兩級RC濾波，最終干擾信號被濾除，從而保證采樣后的電壓信號的穩定性。

本發明第二實施例中圖3-2所示的電壓采樣電路只需在獲得采樣電壓Vc1的方式的基礎上增加一只電阻R2和一只電容C2，即可極大地提高采樣電壓的穩定性，并且這種采樣電路對變換器的控制環路無干擾，可提高變換器的穩定性；因采樣電路濾除了誤差放大器攜帶的高頻干擾雜波信號，故采樣后的電壓更加“干凈”，避免了對與采樣電路直接相連接的其他電路產生干擾，同樣也避免了誤差放大器的輸出電壓Vc被其他電路干擾；本發明電壓采樣電路通常使用貼片式電阻和貼片式陶瓷電容，采樣電路簡單可靠，成本極低，占用PCB空間很小。

圖3-3示出了本發明第三實施例中所述的電壓采樣電路的另一種應用的電路原理圖，虛線框303部分電路為本發明電壓采樣電路。圖3-3與圖3-2所示電路相比，不同之處在于，在電容C2的兩端并聯了第三RC串聯支路，所述的第三RC串聯支路包括第三電阻R3和第三電容C3，R3的一端連接R2與C2的連接點，R3的另一端連接C3的一端，C3的另一端連接變換器的輸入負極，R3與C3的串聯連接點作為電壓采樣電路的輸出端，輸出第三采樣電壓Vc3，而且，Vc3≈Vc2≈Vc1≈Vc。與虛線框302所示電路相比，虛線框303所示電路的不同之處僅在于，將第二采樣電壓Vc2再通過一級RC回路后輸出第三采樣電壓Vc3，Vc3同時作為電壓采樣電路的輸出電壓，如圖4-2所示，誤差放大器的輸出端電壓Vc通過本發明圖3-3所示的電壓采樣電路形成第三采樣電壓Vc3后，相當于經過了三級RC濾波，與Vc相比，Vc3更為“干凈”，幾乎不攜帶任何高頻雜波或高頻噪聲，圖3-3所示電路與圖3-2所示電路的實施效果完全相同。

以上僅是本發明的優選實施方式，應當指出的是，上述優選實施方式不應視為對本發明的限制，對于本技術領域的普通技術人員來說，在不脫離本發明的精神和范圍內，還可以做出若干改進和潤飾，例如，在第三RC串聯支路中電容的兩端并聯第四RC串聯支路，并從第四RC串聯支路中的電阻與電容的串聯連接點輸出電壓采樣信號以輸出給其他電路等；這些改進和潤飾也應視為本發明的保護范圍，這里不再用實施例贅述，本發明的保護范圍應當以權利要求所限定的范圍為準。