本發明涉及整流電源技術領域，尤其涉及一種帶隔離功能的交流直流變換電源。

背景技術：

隨著電子產品的普及，電源供應器也得到相應的發展，如、相機、個人計算機、筆記型計算機、平板電腦、智能電話、工業用計算機等等。這些電子產品需要使用交流-直流（AC-DC）變換電源，通過開關式結構來啟閉電源。

另外，交流-直流變換電源也廣泛應用于通信電源整流器模塊、電動汽車動力電池充電樁等諸多場合。交流-直流變換電源的主要功能是實現電網側電流的功率因數校正，減小諧波污染和無功損耗；同時為后級電路提供穩定的直流輸入電源。

現有交流-直流變換電源的體積較大，轉換效率和功率密度較低。在通信電源整流器模塊、電動汽車動力電池充電樁等應用場合，現有交流-直流變換電源通常采用兩級式結構，其中前級使用非隔離型功率因數校正電路，后級額外串接隔離型直流-直流（DC-DC）變換電路，為終端負載提供安全可靠直流電源。這進一步降低了裝置的效率，增加了裝置的體積。

特別的是，傳統的功率因數校正電路在輸入側加裝了整流電路，例如使用二極管的整流橋電路。該整流電路會進一步拉低電源的整體效率。

技術實現要素：

本發明提供了一種不需要在輸入側加裝整流電路，帶有隔離功能，實現軟開關工作的交流-直流變換電源，解決了現有技術需要額外串接隔離型DC-DC變換電路，體積大而轉換效率與功率密度低等技術問題。

為達到上述目的，本發明采用如下技術方案：

本發明提供了一種無橋式隔離型軟開關交流直流變換電源，包括：

一輸入電容器；

一個或兩個升壓電感；

一原邊開關電路；

一隔離變壓器，所述隔離變壓器的原邊繞組兩端分別與所述原邊開關電路的交流輸出兩端相連；

一諧振電容器，所述諧振電容器的兩端分別與所述隔離變壓器的副邊繞組兩端相連；

一副邊整流電路，所述副邊整流電路的交流輸入兩端分別與所述諧振電容器的兩端相連；以及

一輸出電容器，所述輸出電容器的正端與所述副邊整流電路的直流輸出正端相連，所述輸出電容器的負端與所述副邊整流電路的直流輸出負端相連；

所述原邊開關電路、所述輸入電容器和所述一個或兩個升壓電感有三種連接方式，具體為：

（1）使用一個升壓電感，所述升壓電感的一端與所述輸入電容器的一端相連，所述升壓電感的另一端與所述原邊開關電路的交流輸入正端相連并且所述輸入電容器的另一端與所述原邊開關電路的交流輸入負端相連；

（2）使用一個升壓電感，所述升壓電感的一端與所述輸入電容器的一端相連，所述升壓電感的另一端與所述原邊開關電路的交流輸入負端相連并且所述輸入電容器的另一端與所述原邊開關電路的交流輸入正端相連；

（3）使用兩個升壓電感，所述兩個升壓電感包括升壓電感一和升壓電感二，所述升壓電感一的一端與所述輸入電容器的一端相連，所述升壓電感二與所述輸入電容器的另一端相連，所述升壓電感一的另一端與所述原邊開關電路的交流輸入正端相連，所述升壓電感二的另一端與所述原邊開關電路的交流輸入負端相連。

所述的原邊開關電路包括：

一主開關支路，所述主開關支路的兩端分別與所述原邊開關電路的交流輸入正端和交流輸入負端相連；

一第一橋臂支路，所述第一橋臂支路包括第一上橋臂和第一下橋臂，所述第一橋臂支路的兩端分別與所述原邊開關電路的交流輸入正端和交流輸入負端相連，即第一上橋臂的正端與原邊開關電路的交流輸入正端相連，第一上橋臂的負端與第一下橋臂的正端相連并與原邊開關電路的交流輸出一端相連，第一下橋臂的負端與原邊開關電路的交流輸入負端相連；以及

一第二橋臂支路，所述第二橋臂支路包括第二上橋臂和第二下橋臂，所述第二橋臂支路的兩端分別與所述原邊開關電路的交流輸入正端和交流輸入負端相連，即第二上橋臂的正端與原邊開關電路的交流輸入正端相連，第二上橋臂的負端與第二下橋臂的正端相連并與原邊開關電路的交流輸出另一端相連，第二下橋臂的負端與原邊開關電路的交流輸入負端相連，

所述主開關支路、所述第一上橋臂、所述第一下橋臂、所述第二上橋臂和所述第二下橋臂由兩個開關管反向串聯組成。

優選地，所述開關管使用MOSFET或者IGBT，當使用IGBT時，開關管反向并聯續流二極管。

優選地，所述隔離變壓器存在寄生漏抗。

優選地，在所述隔離變壓器的原邊繞組或副邊繞組上串聯漏抗調整電感器，所述隔離變壓器通過所述漏抗調整電感器與所述原邊開關電路或所述副邊整流電路相連。

優選地，所述副邊整流電路為普通二極管整流橋電路。

優選地，所述普通二極管整流橋電路采用快恢復二極管。

優選地，所述輸入電容器的容值為1-5uF。

優選地，所述輸出電容器容值大于1000uF。

與現有技術相比，本發明使用了一套電路實現了功率因數校正和輸出隔離直流電源兩個功能。與使用有源功率因數校正電路串接隔離型DC-DC變換電路的兩級式方案相比較，本發明省去了輸入側二極管整流橋，提高了電路的整體效率。

并且，本發明在變壓器原邊開關電路中省去了兩級電路中間的直流儲能電容器，因此減小了電路的體積，提高了電路的功率密度。同時通過第一第二橋臂支路的斬波工作，在隔離變壓器原邊生成高頻方波，使電路能夠實現高頻隔離，進一步減小電路體積。

電路的工作利用了變壓器漏感和副邊諧振電容器之間的高頻諧振機制，實現了原邊開關電路中所有開關管的零電流開通與關斷，同時也實現了副邊整流電路整流二極管的零電流關斷，進而有效地減小了電路的損耗，提高了電路的轉換效率。

附圖說明

圖1是本發明的無橋式隔離型軟開關交流直流變換電源的典型實施例的系統結構圖；

圖2是本發明的無橋式隔離型軟開關交流直流變換電源的典型實施例的電路原理圖；

圖3是本發明的無橋式隔離型軟開關交流直流變換電源電路的一具體實施例；

圖4a是圖3中的具體實施例的工作狀態一的電路等效原理圖；

圖4b是圖3中的具體實施例的工作狀態二的電路等效原理圖；

圖4c是圖3中的具體實施例的工作狀態三的電路等效原理圖；

圖4d是圖3中的具體實施例的工作狀態四的電路等效原理圖；

圖4e是圖3中的具體實施例的工作狀態五的電路等效原理圖；

圖4f是圖3中的具體實施例的工作狀態六的電路等效原理圖。

具體實施方式

下面將結合本發明實施例中的附圖，對本發明實施例中的技術方案進行清楚、完整的描述。體現本發明的特征與優點的較佳實施例將在后面的說明中詳細敘述。須注意的是相同的元件標號指向相同的元件。應理解的是本發明能夠在不同的結構上具有各種的變化，其皆不脫離本發明的范圍，且其中的說明及附圖標記在本質上當作說明之用，而非用以限制本發明。

圖1示出了本發明的無橋式隔離型軟開關交流直流變換電源的典型實施例的系統結構圖。如圖1所示，本發明的隔離型軟開關交流直流變換電源由輸入電容器，升壓電感，原邊開關電路，隔離變壓器，諧振電容器，副邊整流電路以及輸出電容器組成。

如圖1所示，本發明的無橋式隔離型軟開關交流直流變換電源的典型實施例的整體連接方案為：所述輸入電容器的一端與交流輸入電網的一端以及所述升壓電感的一端共接，所述輸入電容器的另一端與交流輸入電網的另一端以及所述原邊開關電路的交流輸入負端相連，所述升壓電感的另一端與所述原邊開關電路的交流輸入正端相連，所述原邊開關電路的交流輸出兩端與所述隔離變壓器的原邊繞組兩端分別相連，所述隔離變壓器的副邊繞組兩端與所述諧振電容器的兩端以及所述副邊整流電路的交流輸入兩端分別共接，所述副邊整流電路的直流輸出正端與所述輸出電容器正端和直流負載的正端共接，所述副邊整流電路的直流輸出負端與所述輸出電容器負端和直流負載的負端共接。

在工作過程中，原邊開關電路影響電感能量的導通路徑和電感充放電，并進一步影響諧振電容器C_r的電壓升降和箝位以及副邊整流電路的導通。

圖2示出了本發明的無橋式隔離型軟開關交流直流變換電源的典型實施例的電路原理圖。如圖2所示，所述原邊開關電路包括主開關支路、第一橋臂支路和第二橋臂支路，所述第一橋臂支路包括第一上橋臂和第一下橋臂，所述第二橋臂支路包括第二上橋臂和第二下橋臂。

如圖2所示，本發明的無橋式隔離型軟開關交流直流變換電源的典型實施例的原邊開關電路的連接方案為：所述主開關支路的兩端分別與所述原邊開關電路的交流輸入正端和交流輸入負端相連，即所述主開關支路的正端與所述原邊開關電路的交流輸入正端相連，所述主開關支路的負端與所述原邊開關電路的交流輸入負端相連；所述第一橋臂支路的兩端分別與所述原邊開關電路的交流輸入正端和交流輸入負端相連，即第一上橋臂的正端與原邊開關電路的交流輸入正端相連，第一上橋臂的負端和第一下橋臂的正端相連，第一下橋臂的負端與原邊開關電路的交流輸入負端相連；所述第二橋臂支路的兩端分別與所述原邊開關電路的交流輸入正端和交流輸入負端相連，即第二上橋臂的正端與原邊開關電路的交流輸入正端相連，第二上橋臂的負端和第二下橋臂的正端相連，第二下橋臂的負端與原邊開關電路的交流輸入負端相連。其中，第一上橋臂的負端和第一下橋臂的正端相連的連接點為原邊開關電路的交流輸出第一端，第二上橋臂的負端和第二下橋臂的正端相連的連接點為原邊開關電路的交流輸出第二端，反之亦可。

所述主開關支路由第一開關管和第六開關管反向串聯組成。所述第一上橋臂由第二開關管和第七開關管反向串聯組成。所述第一下橋臂由第三開關管和第八開關管反向串聯組成。所述第二上橋臂由第四開關管和第九開關管反向串聯組成。所述第二下橋臂由第五開關管和第十開關管反向串聯組成。

優選地，所述第一開關管到第十開關管可以使用MOSFET或IGBT，并當開關管使用IGBT時，所有開關管同時反向并聯續流二極管。

如圖2所示，交流電源、所述升壓電感和所述原邊開關電路具有多種連接方式，圖中給出了升壓電感可選的連接位置，即圖中的可選升壓電感一L_in1和可選升壓電感二L_in2。

可選地，可以將所述可選升壓電感一L_in1接入電路。

可選地，可以將所述可選升壓電感二L_in2接入電路。

可選地，可以將所述可選升壓電感一L_in1和所述可選升壓電感二L_in2接入電路。

需要注意的是，本發明的無橋式隔離型軟開關交流直流變換電源的典型實施例的隔離變壓器T₁存在寄生漏抗L_k。同時，優選地，在典型實施例中可額外串入電感器等效增加漏抗大小。以上額外串入電感器等效于單一漏抗L_k。

圖3示出了本發明的無橋式隔離型軟開關交流直流變換電源電路的一具體實施例。其中，輸入電容器為C_in，升壓電感為L_in，第一開關管至第十開關管分別為S₁-S₁₀，開關管使用IGBT，第一開關管至第十開關管對應的反并聯二極管分別為D₁-D₁₀，隔離變壓器記為T₁，寄生漏抗記為L_k，變壓器匝比為n1:n2。諧振電容器記為Cr，輸出電容器記為Co。

優選地，副邊整流電路采用普通二極管整流橋電路，分別記為D_o1-D_o4。

優選地，二極管D₁-D₁₀和二極管D_o1-D_o4使用快恢復二極管。

根據本發明的無橋式隔離型軟開關交流直流變換電源電路的具體實施例，所述輸入電容器上儲存能量很少，在電路工作過程中可以近似認為輸入電容器的電壓始終跟隨輸入電網電壓，所述輸出電容器的電壓在電路工作過程中可以近似認為基本恒定，并等于輸出負載電壓。

優選地，所述輸入電容器的容值通常為1-5uF。

優選地，所述輸出電容器容值通常大于1000uF。

根據本發明的無橋式隔離型軟開關交流直流變換電源電路的具體實施例，所述升壓電感、所述原邊開關電路、所述隔離變壓器、所述諧振電容器以及所述副邊整流電路配合工作，同時實現輸入電流功率因數校正和輸出穩定的隔離直流電源的功能。根據交流輸入電壓極性，電路分為兩個工作區間。當輸入交流電壓處于正半周時，電路工作于正區間，此時原邊開關電路的開關管S1-S5高頻開關工作，而開關管S6-S10保持關斷狀態。當輸入交流電壓處于負半周時，電路工作于負區間，此時原邊開關電路的開關管S6-S10高頻開關工作，而開關管S1-S5保持關斷狀態。

圖4a-f給出了電路處于正區間工作時對應的基本工作狀態一到六的電路等效原理圖。在基本工作狀態一到六中，開關管S6-S10保持關斷狀態。應該注意的是，位于附圖4a-4f的虛線框內的部分表示該部分電路處于關斷狀態。

圖4a示出了具體實施例的基本工作狀態一的電路等效原理圖。如圖4a所示，開關管S₁、S₃和S₄關斷，S₂和S₅導通。此時電路中導通器件包括S₂、D₇、S₅、D₁₀、D_o1和D_o4。圖中示出了電流方向，電感能量經由導通路徑釋放到副邊輸出電容器。此時諧振電容器C_r電壓被箝位至輸出電容器電壓。

圖4b示出了具體實施例的基本工作狀態二的電路等效原理圖。如圖4b所示，在基本工作狀態二的開始階段，開關管S₁導通。開關管S₃和S₄仍關斷，S₂和S₅仍導通。由于變壓器漏感L_k的存在，電流導通路徑不會立刻從原有路徑置換到S₁所在的主開關支路。因而原導通路徑上的導通器件包括S₂、D₇、S₅、D₁₀、D_o1和D_o4均獲得了零電流軟關斷的條件，S₁獲得零電流軟開通。

圖4c示出了具體實施例的基本工作狀態三的電路等效原理圖。如圖4c所示，在基本工作狀態三的開始階段，原導通路徑上電流下降到0。由于二極管D₇與D₁₀的存在，該導通路徑的電流截止。S₂、D₇、S₅、D₁₀、D_o1和D_o4均實現零電流關斷。此時電流導通路徑為通過S₁與D₆。此時電感通過輸入電壓器進行充能。諧振電容器C_r電壓仍然保持為近似輸出電容器電壓。

圖4d示出了具體實施例的基本工作狀態四的電路等效原理圖。如圖4d所示，在基本工作狀態四的開始階段，開關管S₃和S₄開通。此時由于諧振電容器C_r電壓電勢作用，開關管S₁與D₆上電流逐漸轉換到開關管S₃和S₄所在導通路徑上。由于變壓器漏感L_k的存在，電流導通路徑不會立刻從原有路徑置換到S₃和S₄所在路徑。因而原導通路徑上的導通器件包括S₁和D₆均獲得了零電流軟關斷的條件，S₃和S₄獲得零電流軟開通。同時諧振電容器C_r電壓開始線性下降。

圖4e示出了具體實施例的基本工作狀態五的電路等效原理圖。如圖4e所示，在基本工作狀態五的開始階段，開關管S₁與D₆上電流下降到0，實現零電流軟關斷。此時電流導通路徑為通過S₃、D₈、S₄、D₉。此時諧振電容器C_r電壓繼續快速下降，并最終反向上升。在諧振電容器C_r電壓沒有反向上升到超過輸出電容器電壓之前，副邊整流電路二極管不會導通。

圖4f示出了具體實施例的基本工作狀態六的電路等效原理圖。如圖4f所示，在基本工作狀態六的開始階段，諧振電容器C_r電壓達到輸出電容器電壓，副邊整流電路二極管開始導通。此時電路中導通器件包括S₃、D₈、S₄、D₉、D_o2和D_o3。此時電感能量再次經由導通路徑釋放到副邊輸出電容器。

可以看到，基本工作狀態一和基本工作狀態六為對稱狀態。電路在基本工作狀態六及之后4個基本工作狀態的運行過程將和基本工作狀態一至基本工作狀態五一一對應。電路通過對稱工作，在原邊開關電路的交流輸出兩端輸出正負方波電壓，實現了變壓器的高頻隔離和能量傳遞。變壓器副邊整流電路將該方波電壓重新整流成為直流。電路工作于正區間時，每個開關周期將包括10個基本工作狀態，其中包括基本工作狀態一至基本工作狀態五以及與之相對應的5個對稱基本工作狀態。當電路工作于負區間時，每個開關周期同樣包括10個基本工作狀態，各個基本工作狀態同樣與正區間內10個基本工作狀態一一對應。

電路的有源功率因數校正功能通過控制各個基本工作狀態的作用時間來完成。在以上多個基本工作狀態中，基本工作狀態一（基本工作狀態六）和基本工作狀態三為主要工作狀態。其他狀態為諧振工作狀態。電路通過控制主要工作狀態的作用時間來控制升壓電感的充能和釋能，進而控制電感電流跟蹤電網電壓相位，實現功率因數校正。

以上所述，只是本發明的較佳實施例而已，本發明并不局限于上述實施方式，只要其以相同的手段達到本發明的技術效果，都應屬于本發明的保護范圍。在本發明的保護范圍內其技術方案和/或實施方式可以有各種不同的修改和變化。