本發明屬于變換器控制
技術領域：
，具體涉及一種光伏蓄電池供電水泵系統用集成式單管DC/DC變換器。
背景技術：
：光伏水泵系統為常規電網無法到達的偏遠地區的居民飲用水、灌溉、養殖等問題的解決提供了有效途徑。目前，全世界已有數以萬計的光伏水泵系統被安裝、運行，對改善當地生態環境和居民生活條件發揮了巨大作用。光伏水泵系統可以分為光伏單獨供電和光伏-蓄電池聯合供電兩大類。與前者相比，光伏-蓄電池聯合供電的水泵系統即使在陰天或者多云天氣下也能夠保持額定狀態運行，因此使用時間更為靈活且負載的可控性更好。光伏-蓄電池聯合供電水泵系統的結構主要有三種，分別如說明書圖1(a)-(c)所示。圖中，水泵包含了電機(通常為感應電機、開關磁阻電機或永磁無刷直流電機)和離心泵。圖1(a)所示結構中，DC/DC光伏接口變換器實現光伏電池的最大功率點跟蹤，后級全橋逆變器實現電機的變頻驅動。盡管該結構較為簡單，但是其中間直流母線電壓由于蓄電池的箝位作用而近似不變。為了調節水泵的轉速，逆變器必須采用多個電流傳感器和復雜的變頻控制，這導致系統成本增加。圖1(b)所示為三端口結構。其中，雙向DC/DC變換器實現蓄電池的充放電控制和直流母線電壓控制。理論上講，該結構可以通過固定后級逆變器的開關頻率和調制比，并調節直流母線電壓，來實現水泵的降壓轉速控制，從而使逆變器的控制難度得以降低。然而，由于必須采用雙向DC/DC變換器，系統成本并未能得到削減，且體積和重量增加。與三端口結構相比，圖1(c)所示的級聯式結構中所有變換器均為單向工作，因此進一步簡化了控制難度，但是能量重復變換，導致轉換效率較低，且成本和集成度并未得到改善。技術實現要素：發明目的：本發明的目的是為了解決現有技術中的不足，提供一種用于光伏-蓄電池聯合供電水泵系統的集成式單管DC/DC變換器，其通過復用開關管，將前級Buck變換器和后級開關電感Buck-Boost變換器集成在一起，具有結構簡單、成本低、輸出電壓調節范圍寬、效率高等優點。另外，該變換器前級電路工作在DCM方式，通過變頻控制來調節光伏電池和蓄電池端電壓，進而實現最大功率點跟蹤和過充保護。后級電路工作在CCM方式，通過PWM控制，實現輸出電壓恒壓控制和電機轉速調節。技術方案：本發明所述的一種光伏蓄電池供電水泵系統用集成式單管DC/DC變換器，包括光伏電池，蓄電池，水泵系統，所述水泵系統包括三相全橋逆變器、電機和離心泵，還包括DC/DC變換器電路，所述DC/DC變換器電路包括前級的Buck電路和后級的開關電感高增益Buck-Boost電路，前級電路和后級電路共同連接有開關管S。進一步的，所述DC/DC變換器電路包括二極管D4，二極管D5，二極管D6，電感L2和電感L3，所述二極管D6的陽極分別連接有電感L3的一端和二極管D5的陽極，所述二極管D6的陰極分別連接有電感L2的一端和二極管D4的陰極，所述二極管D4的陽極與電感L3的另一端連接，所述二極管D5的陰極與電感L2的另一端連接，所述二極管D5的陰極和電感L2的另一端還共同連接有開關管S；所述光伏電池PV連接有電容Cin，所述電容Cin的兩端分別連接有二極管D1和二極管D2，二極管D1的陽極和二極管D2的陰極還共同連接有二極管D3、蓄電池UB、以及電容CB，所述二極管D1的陰極還連接有電感L1，所述二極管D2的陽極還連接有開關管S，同時水泵系統還并聯連接有電容C0，電容C0還連接有二極管D7。本發明還公開了上述一種光伏蓄電池供電水泵系統用集成式單管DC/DC變換器的控制方法：該變換器的前級電路工作在DCM方式，采用變頻控制實現MPPT和蓄電池恒壓充電雙模式自由切換，以提高太陽能的利用率并實現蓄電池的過壓保護；后級電路工作在CCM方式，采用變占空比控制，實現水泵的降壓調速。進一步的，該變換器在DCM-CCM工作方式下一個開關周期內可分為四個工作模態：(1)模態1，t0-t1：t0時刻前，開關管S、二極管D1-D5均處于關斷狀態，電感L1的電流為0，電感L2、L3經二極管D6、D7線性放電；在t0時刻，開通開關管S，二極管D2、D4、D5導通，其余二極管均反向偏置，電感L1-L3承受正向電壓，故電感L1-L3電流iL1(t)-iL3(t)均線性增長；(2)模態2，t1-t2：t1時刻，電感L1電流iL1(t1)＝2iL2(t1)，蓄電池電流iB(t1)＝0，模態1結束，模態2開始；此時，二極管D2反偏而D3導通，電感L1-L3電流iL1(t)-iL3(t)仍然按照原來的斜率繼續上升；(3)模態3，t2-t3：t2時刻，關斷開關管S，模態2結束，模態3開始；此時，二極管D2-D5反偏，其余二極管導通，電感L1-L3承受反向電壓，電感L1電流iL1(t)經過二極管D1續流，而電感L2電流iL2(t)經二極管D6、D7續流；(4)模態4，t3-t4：t3時刻，電感L1電流iL1(t)下降到0，模態3結束，模態4開始；此時，開關管S、二極管D1-D5均處于關斷狀態，而電感L2電流iL2(t)仍經二極管D6、D7續流，到t4時刻，開通開關管S，模態4結束，下一個開關周期開始，重復上述過程。有益效果：本發明所述的一種用于光伏-蓄電池聯合供電水泵系統的集成式單管DC/DC變換器，其通過復用開關管，將前級Buck變換器和后級開關電感Buck-Boost變換器集成在一起，具有結構簡單、成本低、輸出電壓調節范圍寬、效率高等優點。另外，該變換器前級電路工作在DCM方式，通過變頻控制來調節光伏電池和蓄電池端電壓，進而實現最大功率點跟蹤和過充保護。后級電路工作在CCM方式，通過PWM控制，實現輸出電壓恒壓控制和電機轉速調節。附圖說明圖1為現有技術中光伏-蓄電池聯合供電水泵系統的基本結構圖；圖2為本發明集成式單管DC/DC變換器電路拓撲圖；圖3為本發明變換器在一個開關周期內的各模態的等效電路圖；圖4為本發明變換器在一個開關周期內的各模態關鍵波形圖；圖5為本發明控制模式下的Uo1與UB、Uin的關系曲面；圖6為本發明控制模式下的Uin、UB和fs的關系定性描述圖；圖7為本發明變換器的Buck級電路控制框圖；圖8為本發明變換器的高增益Buck-Boost級電路控制框圖；圖9為光伏電池實測輸出特性曲線；圖10為實驗樣機的主電路結構圖；圖11為實驗樣機的控制電路結構圖；圖12為Uin＝17V,UB＝10.5V,Io＝1A,Uo＝24V時電感L1、L2的電流波形圖；圖13為Uo＝24V時實驗波形圖；圖14為Uo＝12V時實驗波形圖；圖15為模態切換實驗波形圖；圖16為效率曲線圖。具體實施方式為了使本發明的目的、技術方案及優點更加清楚明白，以下將結合附圖及實施例，對本發明進一步詳細說明。應當理解，此處所描述的具體實施例僅僅用以解釋本發明，并不用于限定本發明。1開關電感集成式單管DC/DC變換器主電路本發明提出的用于光伏蓄電池聯合供電水泵系統的集成式單管DC/DC變換器，如圖2所示，包括光伏電池PV，蓄電池UB，水泵系統，為了便于分析，圖中將三相全橋逆變器、電機和離心泵組合在一起，統一用水泵符號來表示。由圖2可以看出，本發明所提變換器的DC/DC變換器電路前級為Buck電路，后級為開關電感高增益Buck-Boost電路，二者合用開關管S。DC/DC變換器電路包括二極管D4，二極管D5，二極管D6，電感L2和第電感L3，所述二極管D6的陽極分別連接有電感L3的一端和二極管D5的陽極，所述二極管D6的陰極分別連接有電感L2的一端和二極管D4的陰極，所述二極管D4的陽極與電感L3的另一端連接，所述二極管D5的陰極與電感L2的另一端連接，所述二極管D5的陰極和電感L2的另一端還共同連接有開關管S。圖2中除了DC/DC變換器電路，還包括旁路，光伏電池PV連接有電容Cin，所述電容Cin的兩端分別連接有二極管D1和二極管D2，二極管D1的陽極和二極管D2的陰極還共同連接有二極管D3、蓄電池UB、以及電容CB，所述二極管D1的陰極還連接有電感L1，所述二極管D2的陽極還連接有開關管S，同時水泵系統還并聯連接有電容C0，電容C0還連接有二極管D7。為實現光伏陣列的最大功率點跟蹤和水泵降壓調速控制，本發明所提變換器需要對輸入、輸出電壓同時進行閉環控制，而這需要兩個控制量。然而，該變換器只有一個開關管S，因此無法像常規的兩級式變換器那樣，通過分別調節前后級開關管的占空比實現不同輸出量的閉環控制。為此，本發明讓前級工作在DCM，對其輸出量采用PFM控制；讓后級電路工作在CCM，對其輸出量采用PWM控制。為了簡化分析，首先假設系統工作已經達到穩態，并符合以下條件：①所有功率管、電容以及電感均為理想元件；②所有電容都足夠大，其電壓紋波為零，即電壓Uin、UB和Uo近似恒定，故可等效為恒壓源。③L2＝L3，因此D4和L2的串聯電路與D5和L3的串聯電路對稱，即iL2(t)＝iL3(t)，且D4、D5的電壓、電流完全相同，故下面分析過程中只給出iL2(t)的表達式。基于上述假設，DCM-CCM時該系統在一個開關周期中的工作可分成4個模態，每個工作模態對應的等效電路如圖3所示，主要波形如圖4所示。模態1：[t0-t1](等效電路如圖3(a)所示)。t0時刻前，S、D1-D5均處于關斷狀態，電感L1的電流為0，電感L2、L3經D6、D7線性放電。在t0時刻，開通S，D2、D4、D5導通，其余二極管均反向偏置。L1-L3承受正向電壓，故iL1(t)-iL3(t)均線性增長，其表達式分別為：模態2：[t1-t2](等效電路如圖3(b)所示)。t1時刻，iL1(t1)＝2iL2(t1)，iB(t1)＝0，模態1結束，模態2開始。此時，D2反偏而D3導通。iL1(t)-iL3(t)仍然按照原來的斜率繼續上升，其表達式與模態1類似，不再贅述。模態3：[t2-t3](等效電路如圖3(c)所示)。t2時刻，關斷S，模態2結束，模態3開始。此時，D2-D5反偏，其余二極管導通。L1-L3承受反向電壓，iL1(t)經過D1續流，而iL2(t)經D6、D7續流，其表達式分別為：模態4：[t3-t4](等效電路如圖3(d)所示)。t3時刻，iL1(t)下降到0，模態3結束，模態4開始。此時，S、D1-D5均處于關斷狀態，而iL2(t)仍經D6、D7續流，其表達式和式(4)類似，不再贅述。到t4時刻，開通S，模態4結束，下一個開關周期開始，重復上述過程。2穩態特性分析2.1電壓、電流關系通過前述分析可知，電感電流iL1與Uo無關，而電感電流iL2與Uin有關。也就是說，由于蓄電池的箝位作用，變換器的Buck級和高增益Buck-Boost級不存在功率耦合關系。因此，可以將變換器拆成前后兩級，對其電壓、電流關系分別予以分析。·已經有很多文獻詳細論述了DCMBuck變換器的電壓、電流關系表達式，因此這里不再贅述，直接給出相關表達式。式中，IL1為電感L1的電流平均值，IL1,c為iL1臨界連續時的平均值，Iin為輸入電流平均值，IL1,p為iL1的峰值，D為占空比，D1為iL1下降時間和開關周期Ts的比值，如圖4所示。高增益Buck-Boost變換器的電壓關系為：由圖2和圖4可得，輸出電流平均值為：Io＝IL2(1-D)(7)式中，IL2為電感L2的電流平均值。2.2DCM-CCM運行的限制條件通過增大L2和L3的電感量，可以較方便地使得后級工作于CCM。因此確保系統工作在DCM-CCM的關鍵在于實現Buck級的DCM工作。根據上述分析，Buck級要在整個工作范圍內實現DCM運行，必須滿足IL1<IL1,c。因此，由式(5)可得：這意味著，任何一種情況下，變換器的占空比D都必須小于當前的UB/Uin。否則，不管電感L1怎么取值，也不管開關頻率fs怎么調節，電感電流iL1都是連續的。而變換器的占空比D由高增益Buck-Boost級決定。因此，由式(6)和式(8)可得：可見，工作在DCM-CCM時，本發明所提變換器的Uo存在上限Uo1。當Uo超過該上限時，iL1將進入連續狀態。另外，由式(9)可以看出，Uo1與Uin和UB有關。因此，可以推斷：為了在全范圍內運行于DCM-CCM，該變換器的輸出電壓必須低于Uo1在Uin、UB變化范圍內的最小值。假設Uin＝14.1V～16.8V，UB＝10.5V～13.5V，負載水泵的額定電壓為24V。圖5給出了Uo1與UB、Uin的關系曲面。可以看出，Uo1的最小值為35V。換而言之，DCM-CCM時本發明所提變換器的輸出電壓調節范圍為(0,35V)，其包含了負載額定電壓(24V)，這表明這種運行模式下負載能夠全電壓范圍可靠工作。3控制策略前已述及，正常情況下變換器需要對輸入電壓Uin進行調節，以實現光伏電池的MPPT控制。當電池電壓達到過充保護閾值時，變換器應迅速脫離MPPT模式，而轉入蓄電池恒壓充電(BatteryVoltageRegulation,BVR)模式，避免蓄電池因過壓而損壞。由于uin和uB均為前級Buck電路的輸出量，而該電路工作在DCM，因此必須采用PFM控制來實現MPPT和BVR的控制。下面分析MPPT和BVR兩種工作模式的實現方法。忽略變換器的損耗，近似認為Pin＝IL1UB，則由式(5)可得：式中，Pin為變換器的輸入功率(即光伏電池的輸出功率)。MPPT模式下，近似認為UB基本不變。若此時光伏電池的工作點在電壓區，則隨著Uin的增大，Pin逐漸減小，因此fs增大；若光伏電池的工作點在電流區，則Iin基本不變，隨著Uin的逐漸增大，fs還是逐漸增大。換而言之，fs和Uin呈單調遞增關系，如圖6(a)所示。BVR模式下，若光伏電池的工作點在電壓區，則Uin基本不變，而隨著UB的增大，Pin逐漸增大，導致fs將逐漸減小；若光伏電池的工作點在電流區，則Iin基本不變，而Pin隨著UB的增大而增大，導致Uin急劇增大且幅度大于UB，最終使得fs增大。綜上，可得fs和Uin的大致關系，如圖6(b)所示。由圖6可得，Buck級電路MPPT和BVR兩種運行模式及其切換的PFM控制框圖，如7所示。圖中PFM為頻率調制電路，其可以改變PWM調制器的三角載波頻率f，且f隨著PFM電路的輸入電壓uc增大而逐漸減小。為了確保BVR模式下光伏電池工作在電壓區，提高系統的可靠性，圖中蓄電池端電壓反饋方式采用ue2＝uB,ref-uB，uB為蓄電池電壓采樣值，uB,ref為其基準值。此外，圖中Min{1,2}為取小函數，即選擇支路1、2中輸出值較小的那條支路作為工作支路，而另一條支路被屏蔽。該函數被用來實現Buck級電路的MPPT模式和BVR模式的自由切換。當電池電壓小于過充保護閾值時，控制器2進入正飽和，其輸出值大于控制器1的輸出值。因此，支路1被選中，Buck級工作于MPPT模式。當蓄電池充滿，其端電壓達到過充保護閾值時，控制器2退出正飽和，其輸出值逐漸減小直至低于控制器1的輸出值。此時，支路2被選中，Buck級由MPPT模式切換至BVR模式。后級高增益Buck-Boost電路通過PWM控制實現恒壓輸出，其控制框圖如圖8所示。圖中，Ku3為uo的反饋系數；Gc3(s)為控制器3的傳遞函數；Fm為PWM調制器增益。4實驗驗證為驗證本發明提出的寬輸出電壓集成式單管DC/DC變換器的可行性及理論分析和設計的正確性，搭建了一臺實驗樣機，其主電路和控制電路分別如圖10和11所示。變換器的輸入源是由兩塊BP公司生產的光伏電池組件(SX10M)并聯構成，蓄電池采用松下公司生產的10Ah鉛酸電池，而負載仍然為DC40-247026W無刷直流水泵(650L/H)。此外，該系統工作時的光伏電池板面溫度范圍設定為25℃-67℃(對應的環境溫度為-2℃-40℃)，光照強度范圍是400W/m2-1000W/m2。由圖11可以看出，該變換器的輸入電壓Uin、蓄電池電壓UB和輸出電壓Uo的采樣系數均為0.1；采用SG3525作為主控芯片，因此PWM調制器增益為Fm＝0.4；蓄電池過充保護閾值定為13.5V，因此蓄電池恒壓控制基準值給定為uB,ref＝1.35V。此外，圖11中虛線框內為二極管與門電路，其用來實現圖7所示的Min{1,2}的取小功能，以自動切換變換器前級Buck電路的MPPT模式和BVR模式。另外，本實驗是在室外進行的，實驗中的實測PV曲線如圖9所示。可以看出，光強約為900W/m2、電池板表面溫度約為45℃時，光伏陣列的最大功率為19.76W，對應的端電壓為17V。實驗中假設變換器的MPPT計算環節不存在，即接口變換器的輸入電壓基準信號uin,ref直接給定為1.7V。圖12給出了Uin＝17V，UB＝10.5V且滿載時的實驗波形。可以看出，L1電流斷續，L2和L3電流連續，即系統工作在DCM-CCM，且Uo和Io分別穩定在24V和1A。由前文分析可知，該工作狀況下Uin/UB達到最小而D達到最大，因此最難滿足DCM-CCM的工作條件：D<Uin/UB。因此，可以推斷該變換器一定能在全電壓和負載范圍內可靠實現PFM-PWM控制。圖13和圖14給出了當前級工作在MPPT模式，UB＝12V，且水泵工作在滿載狀態(Io＝1A)下uin(t)、iin(t)、uo(t)的實驗波形。在此實驗中，輸入電壓的基準信號是由函數發生器產生，其為頻率0.2Hz，峰峰值為0.3V，偏移量為1.4V的對稱三角波。從圖中可以看出，盡管輸入電壓在14V到17V之間周期性變化，輸出電壓始終穩定在12V(或24V)，即該水泵能夠在全電壓范圍內工作。此外，為了驗證本發明提出的MPPT和BVR模式切換策略，設計如下實驗：輸入電壓參考值設定為1.7V(對應了光伏陣列的UMPP＝17V)；輸出電壓基準值設定為1.2V(對應輸出電壓12V)，且水泵閥門設定在半開狀態，以達到變換器輕載運行的目的。另外，在蓄電池回路中串聯0.1Ω/2W的固定電阻和電子負載。蓄電池電壓為UB＝12V，電子負載工作在定電壓模式。tswitch時刻，電子負載的設定值由原來的0Ω突變為2Ω，以模擬蓄電池過充狀況。圖15給出了相關實驗波形。可以看出，twitch后，變換器的輸入電壓由17V變為19V，蓄電池回路端電壓為則由12V變為13.5V，Uo最終仍穩定在12V。這表明，tswitch后變換器的前級電路迅速脫離MPPT模式，進入BVR模式，而后級電路始終工作于輸出穩壓模式。此外，還可以看出，tswitch后輸入電壓高于MPP電壓，這表明采用圖7所示的控制結構，BVR模式下光伏陣列穩定工作在電壓區，這和前文理論分析相一致。為了精確計算效率，用穩壓源Us串聯一功率電阻Rs(20Ω/50W)作為輸入，輸出側負載采用直流電子負載。圖16給出了在不同情況下變換器的效率。圖中，各曲線對應的測量條件如表1所示。需要注意的是，盡管此處效率的計算公式仍為：η＝Po/Pin，但是Po和Pin的定義與傳統單輸入單輸出變換器不同。當光伏陣列最大功率PMPP大于負載功率IoUo時，蓄電池處于充電狀態，此時蓄電池作為傳統負載，則Pin＝UinIin，Po＝IoUo+IBUB；反之，蓄電池放電，則Pin＝UinIin+IBUB，Po＝IoUo。基于以上定義，可測得系統最大效率為：94.9％。表1圖13中各曲線對應的測量條件名稱Us/VRs/ΩUin/VUo/Vη140201724η225.4201424η340201712η425.4201412η540201717η625.4201417本發明提出了一種用于光伏-蓄電池聯合供電水泵系統的集成式單管DC/DC變換器，分析工作原理和特性，并進行參數的優化設計，最后通過樣機進行了實驗驗證。研究結果表明：(1)本發明提出的變換器能夠在整個工作電壓和負載變化范圍內，采用PFM和PWM實現MPPT(或BVR)控制以及輸出穩壓控制。(2)本發明所提基于PFM控制的MPPT和蓄電池恒壓充電雙模式自由切換控制策略，可以實現蓄電池的過充保護。以上所述，僅是本發明的較佳實施例而已，并非對本發明作任何形式上的限制，雖然本發明已以較佳實施例揭露如上，然而并非用以限定本發明，任何熟悉本專業的技術人員，在不脫離本發明技術方案范圍內，當可利用上述揭示的技術內容作出些許更動或修飾為等同變化的等效實施例，但凡是未脫離本發明技術方案的內容，依據本發明的技術實質對以上實施例所作的任何簡單修改、等同變化與修飾，均仍屬于本發明技術方案的范圍內。當前第1頁1 2 3