本發明屬于電力電子技術領域，更為具體地講，涉及一種三電平逆變器的最小開關損耗實現方法。

背景技術：

近年來，三電平逆變器得到了快速的發展，主要應用在三電平逆變器上的調制策略有正弦脈沖寬度調制(SPWM)、空間矢量脈沖寬度調制(SVPWM)、不連續脈沖寬度調制(DPWM)等。在SPWM和SVPWM中，開關管在每一個開關周期都在動作，因此產生了非常大開關損耗。雖然DPWM可以在一定程度上鉗位開關管輸出電平，使得開關損耗減小，但DPWM有很多類別的調制策略，這些策略在特定的調制比和功率因數角范圍內能夠較好的減小開關損耗，但是對所有的調制比和功率因數角范圍內效果就不理想。本專利從開關損耗產生的原理出發，通過鉗位最大電流相的調制波，從而最大程度的減小開關損耗。

技術實現要素：

本發明的目的在于克服現有技術的不足，提供一種三電平逆變器的最小開關損耗實現方法，根據網側電流絕對值大小關系和電壓矢量所處的區域來調節共模電壓系數以實現基于最大電流相調制波鉗位的策略，本發明可以最大程度的減小三電平逆變器開關損耗。

為實現上述發明目的，本發明一種三電平逆變器的最小開關損耗實現方法，其特征在于，包括以下步驟：

(1)、通過電壓電流傳感器獲取交流側電壓U_x(x＝a,b,c)、交流側電流i_x(x＝a,b,c)、直流側總電壓U_dc；

(2)、結合交流側電流i_x、交流側電壓U_x通過電壓、電流控制得到三相電壓控制信號u_x(x＝a,b,c)；

(2.1)、對交流側電流i_x、交流側電壓U_x變換到兩相同步旋轉坐標系(d,q)上，其公式如下：

其中，θ為同步旋轉坐標q軸的旋轉角度；

(2.2)、采用PI控制方法得到兩相電壓控制信號u_q、u_d，其控制方程如下：

其中，K_iP、K_iL為比例調節增益和積分調節增益，為電流指令值，L是濾波器電感值；

(2.3)、將步驟(2.2)中得到的兩相電壓控制信號u_q、u_d轉換成三相電壓控制信號u_x，其公式為：

其中，β＝arctan(-U_d/U_q)；定義m為三電平逆變器的調制比，其表達式為

(3)、根據三相電壓控制信號u_x，結合調制比m，直流側總電壓U_dc，同步旋轉坐標q軸的旋轉角度θ，交流側電流i_x，采用基于最大電流相調制波鉗位的策略，計算出等效調制波u_mx(x＝a,b,c)；

(4)、結合等效調制波u_mx，使用雙三角載波比較方法產生IGBT的驅動信號；

(4.1)、比較同一時刻，等效調制波u_mx與雙三角載波的幅值大小，當u_mx大于正三角載波時，輸出該狀態下x相對應的IGBT的PWM信號P；

(4.2)、比較同一時刻，等效調制波u_mx與雙三角載波的幅值大小，當u_mx大于正三角載波小于負三角載波時，輸出該狀態下x相對應的IGBT的PWM信號O；

(4.3)、比較同一時刻，等效調制波u_mx與雙三角載波的幅值大小，當u_mx小于負三角載波時，輸出該狀態下x相對應的IGBT的PWM信號N。

其中，所述的步驟(3)中，利用基于最大電流相調制波鉗位的策略計算等效調制波的方法為：

(2.1)、對求得的三相電壓控制信號u_x進行第一次的共模電壓注入，第一次注入的共模電壓為：

其中，MAX為求最大值運算符，MIN為求最小值運算符，k₁為第一次共模電壓注入系數；用u_az、u_bz和u_cz表示注入u_z1后的三相電壓控制信號，其表達式為：

(2.2)、將上式進行如下式所示的數值變換：

其中，MOD為求余運算；

(2.3)、對上式中的三相電壓控制信號u_x進行第二次的共模電壓注入，第二次注入的共模電壓為：

其中，k₂為第二次共模電壓注入系數；

(2.4)、將三相電壓控制信號u_x，以及第一次注入的共模電壓u_z1和第二次注入的共模電壓u_z2的對應相求和，得到統一不連續調制策略的等效調制波u_ma、u_mb和u_mc；

進一步的，所述的共模電壓系數k₁和共模電壓系數k₂的選取方法為：

(3.1)、確定電壓矢量所屬區域，其公式如下：

Zone＝FLOOR((θMOD360°)/30°)+1

其中，Zone表示電壓矢量所在區域，Zone的取值為[1,12]，分別代表電壓矢量所在的12個區域；FLOOR為向正無窮取整運算，MOD為求余運算，θ為同步旋轉坐標q軸的旋轉角度；

(3.2)、當調制比大于預設閾值T時，k₁、k₂的值與電壓矢量所在區域以及交流側電流絕對值大小有如下關系：

(3.2.1)、當三相電流絕對值大小關系為|i_a|＞|i_b|＞|i_c|時：

當Zone＝1或2時，共模電壓系數取值為k₁＝1，k₂＝1；

當Zone＝3或4時，共模電壓系數取值為k₁＝0，k₂＝1；

當Zone＝5,6,7或8時，共模電壓系數取值為k₁＝0，k₂＝0；

當Zone＝9或10時，共模電壓系數取值為k₁＝1，k₂＝0；

當Zone＝11或12時，共模電壓系數取值為k₁＝1，k₂＝1；

(3.2.2)、當三相電流絕對值大小關系為|i_a|＞|i_c|＞|i_b|時：

當Zone＝1或2時，共模電壓系數取值為k₁＝1，k₂＝1；

當Zone＝3或4時，共模電壓系數取值為k₁＝1，k₂＝0；

當Zone＝5,6,7或8時，共模電壓系數取值為k₁＝0，k₂＝0；

當Zone＝9或10時，共模電壓系數取值為k₁＝0，k₂＝1；

當Zone＝11或12時，共模電壓系數取值為k₁＝1，k₂＝1；

(3.2.3)、當三相電流絕對值大小關系為|i_c|＞|i_a|＞|i_b|時：

當Zone＝1,2,3或4時，共模電壓系數取值為k₁＝0，k₂＝0；

當Zone＝5或6時，共模電壓系數取值為k₁＝1，k₂＝0；

當Zone＝7,8,9或10時，共模電壓系數取值為k₁＝1，k₂＝1；

當Zone＝11或12時，共模電壓系數取值為k₁＝0，k₂＝1；

(3.2.4)、當三相電流絕對值大小關系為|i_c|＞|i_b|＞|i_a|時：

當Zone＝1,2,3或4時，共模電壓系數取值為k₁＝0，k₂＝0；

當Zone＝5或6時，共模電壓系數取值為k₁＝0，k₂＝1；

當Zone＝7,8,9或10時，共模電壓系數取值為k₁＝1，k₂＝1；

當Zone＝11或12時，共模電壓系數取值為k₁＝1，k₂＝0；

(3.2.5)、當三相電流絕對值大小關系為|i_b|＞|i_c|＞|i_a|時：

當Zone＝1或2時，共模電壓系數取值為k₁＝1，k₂＝0；

當Zone＝3,4,5或6時，共模電壓系數取值為k₁＝1，k₂＝1；

當Zone＝7或8時，共模電壓系數取值為k₁＝0，k₂＝1；

當Zone＝9,10,11或12時，共模電壓系數取值為k₁＝0，k₂＝0；

(3.2.6)、當三相電流絕對值大小關系為|i_b|＞|i_a|＞|i_c|時：

當Zone＝1或2時，共模電壓系數取值為k₁＝0，k₂＝1；

當Zone＝3,4,5或6時，共模電壓系數取值為k₁＝1，k₂＝1；

當Zone＝7或8時，共模電壓系數取值為k₁＝1，k₂＝0；

當Zone＝9,10,11或12時，共模電壓系數取值為k₁＝0，k₂＝0；

(3.3)、當調制比小于預設閾值T時，k₁、k₂的值與電壓矢量所在區域以及交流側電流絕對值大小有如下關系：

(3.3.1)、當三相電流絕對值大小關系為|i_a|＞|i_b|＞|i_c|或者|i_a|＞|i_c|＞|i_b|時：

當Zone＝1或2時，共模電壓系數取值為k₁＝1，k₂＝1；

當Zone＝3時，共模電壓系數取值為k₁＝0.5，k₂＝0；

當Zone＝4時，共模電壓系數取值為k₁＝0.5，k₂＝1；

當Zone＝5,6,7或8時，共模電壓系數取值為k₁＝0，k₂＝0；

當Zone＝9時，共模電壓系數取值為k₁＝0.5，k₂＝1；

當Zone＝10時，共模電壓系數取值為k₁＝0.5，k₂＝0；

當Zone＝11或12時，共模電壓系數取值為k₁＝1，k₂＝1；

(3.3.2)、當三相電流絕對值大小關系為|i_c|＞|i_a|＞|i_b|或者|i_c|＞|i_b|＞|i_a|時：

當Zone＝1,2,3或4時，共模電壓系數取值為k₁＝0，k₂＝0；

當Zone＝5時，共模電壓系數取值為k₁＝0.5，k₂＝1；

當Zone＝6時，共模電壓系數取值為k₁＝0.5，k₂＝0；

當Zone＝7,8,9或10時，共模電壓系數取值為k₁＝1，k₂＝1；

當Zone＝11時，共模電壓系數取值為k₁＝0.5，k₂＝0；

當Zone＝12時，共模電壓系數取值為k₁＝0.5，k₂＝1；

(3.3.3)、當三相電流絕對值大小關系為|i_b|＞|i_c|＞|i_a|或者|i_b|＞|i_a|＞|i_c|時：

當Zone＝1時，共模電壓系數取值為k₁＝0.5，k₂＝1；

當Zone＝2時，共模電壓系數取值為k₁＝0.5，k₂＝0；

當Zone＝3,4,5或6時，共模電壓系數取值為k₁＝1，k₂＝1；

當Zone＝7時，共模電壓系數取值為k₁＝0.5，k₂＝0；

當Zone＝8時，共模電壓系數取值為k₁＝0.5，k₂＝1；

當Zone＝9,10,11或12時，共模電壓系數取值為k₁＝0，k₂＝0。

本發明的發明目的是這樣實現的：

本發明一種三電平逆變器的最小開關損耗實現方法，先根據傳感器采集的交流側電壓、交流側電流、直流側總電壓數據，然后根據電流關系和電壓矢量所處的區域選取共模電壓系數k₁和共模電壓系數k₂，并計算出基于最大電流相調制波鉗位的等效調制波，最后采用雙三角載波比較方法產生IGBT的驅動信號；在本發明中結合了基于最大電流相調制波鉗位的策略，雙三角載波比較方法實現了開關損耗最小的方法。

附圖說明

圖1一種三電平逆變器的最小開關損耗實現方法框圖；

圖2基于最大電流相調制波鉗位的策略框圖；

圖3調制比0.8，功率因數角0°時仿真結果圖；

圖4調制比0.4，功率因數角30°時仿真結果圖；

圖5一種三電平逆變器的最小開關損耗實現方法的平均開關損耗系數(SLF)三維曲面圖。

具體實施方式

下面結合附圖對本發明的具體實施方式進行描述，以便本領域的技術人員更好地理解本發明。需要特別提醒注意的是，在以下的描述中，當已知功能和設計的詳細描述也許會淡化本發明的主要內容時，這些描述在這里將被忽略。

實施例

為了方便描述，先對具體實施方式中出現的相關專業術語進行說明：

PWM(Pulse Width Modulation)：脈沖寬度調制；

IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)：絕緣柵雙極型晶體管；

圖1是本發明一種三電平逆變器的最小開關損耗實現方法的框圖。

在本實施例中，結合如圖1所示的一種三電平逆變器的最小開關損耗實現方法框圖，對三電平最小開關損耗方法進行詳細說明，具體包括以下步驟：

S1、通過電壓電流傳感器獲取交流側電壓U_x(x＝a,b,c)、交流側電流i_x(x＝a,b,c)、直流側總電壓U_dc的實時數據。

S2、結合交流側電流i_x、交流側電壓U_x通過電壓、電流控制得到三相電壓控制信號u_x(x＝a,b,c)；

S2.1、對交流側電流i_x、交流側電壓U_x變換到兩相同步旋轉坐標系(d,q)上，其公式如下：

其中，θ為同步旋轉坐標q軸的旋轉角度；

S2.2、采用PI控制方法得到兩相電壓控制信號u_q、u_d，其控制方程如下：

本實施例中，比例調節增益K_iP＝0.8，積分調節增益K_iI＝10；電流指令值根據需要的網側電流大小和功率因數來確定，例如在網側電流為10A功率因數30°時，電流指令為LCL濾波器電感值L＝1.4mH；

S2.3、將步驟S2.2中得到的兩相電壓控制信號u_q、u_d轉換成三相電壓控制信號u_x，其公式為：

式中β＝arctan(-U_d/U_q)，三電平逆變器直流母線電壓U_dc＝300V，u_q＝138.6V，u_d＝0V則U_m＝138.6V，m＝0.8。

S3、根據三相電壓控制信號u_x，結合調制比m，直流側總電壓U_dc，同步旋轉坐標q軸的旋轉角度θ，交流側電流i_x，采用基于最大電流相調制波鉗位的策略，計算出等效調制波u_mx(x＝a,b,c)，其框圖如圖2所示；

S3.1、對求得的三相電壓控制信號u_x進行第一次的共模電壓注入，第一次注入的共模電壓為：

其中，MAX為求最大值運算符，MIN為求最小值運算符，k₁為第一次共模電壓注入系數；用u_az、u_bz和u_cz表示注入u_z1后的三相電壓控制信號，其表達式為：

S3.2、將上式進行如下式所示的數值變換：

其中，MOD為求余運算；

S3.3、對上式中的三相電壓控制信號u_x進行第二次的共模電壓注入，第二次注入的共模電壓為：

其中，k₂為第二次共模電壓注入系數；

S3.4、將三相電壓控制信號u_x，以及第一次注入的共模電壓u_z1和第二次注入的共模電壓u_z2的對應相求和，得到統一不連續調制策略的等效調制波u_ma、u_mb和u_mc；

其中，共模電壓系數k₁和共模電壓系數k₂的選取方法為：

(1)、確定電壓矢量所屬區域，其公式如下：

Zone＝FLOOR((θMOD360°)/30°)+1

式中，Zone表示電壓矢量所在區域，Zone的取值為[1,12]，分別代表電壓矢量所在的12個區域；FLOOR為向正無窮取整運算，MOD為求余運算，θ為同步旋轉坐標q軸的旋轉角度；

(2)、當調制比大于0.5774時，根據電壓矢量所在區域以及交流側電流絕對值大小關系查詢表1得到k₁、k₂的值。

表1

(3)、當調制比小于0.5774時，根據電壓矢量所在區域以及交流側電流絕對值大小關系查詢表2得到k₁、k₂的值。

表2

S4、結合等效調制波u_mx，使用雙三角載波比較方法產生IGBT的驅動信號；

S4.1、比較同一時刻，等效調制波u_mx與雙三角載波的幅值大小，當u_mx大于正三角載波時，輸出該狀態下x相對應的IGBT的PWM信號P；

S4.2、比較同一時刻，等效調制波u_mx與雙三角載波的幅值大小，當u_mx大于正三角載波小于負三角載波時，輸出該狀態下x相對應的IGBT的PWM信號O；

S4.3、比較同一時刻，等效調制波u_mx與雙三角載波的幅值大小，當u_mx小于負三角載波時，輸出該狀態下x相對應的IGBT的PWM信號N。

模型仿真

圖3是在調制比0.8，功率因數角0°時仿真結果圖，其中第一幅子圖為統一不連續調制策略等效調制波u_ma，第二幅子圖為第一次共模電壓注入系數k₁，第三幅子圖為第二次共模電壓注入系數k₂，第四幅子圖為A相IGBT輸出電壓k、U_ao，第五幅子圖為逆變器A相輸出電流i_a。

圖4是在調制比0.4，功率因數角30°時仿真結果圖，其中第一幅子圖為統一不連續調制策略等效調制波u_ma，第二幅子圖為第一次共模電壓注入系數k₁，第三幅子圖為第二次共模電壓注入系數k₂，第四幅子圖為A相IGBT輸出電壓k、U_ao，第五幅子圖為逆變器A相輸出電流i_a。

定義三電平逆變器的平均開關損耗系數SLF(Switch Loss Factor)作為功率開關管開關損耗大小的統一評價系數，如下式所示：

式中P_sw表示待評價的調制方法在一個電壓基波周期內開關損耗的平均值，P_sw-SVPWM表示SVPWM在一個電壓基波周期內開關損耗的平均值。其表達式如下：

式中，f_ix(θ)為第x相的開關電流函數，當該相橋臂有電路狀態切換時其等于相電流的絕對值，而當該相橋臂有電路狀態無切換時其等于0；t_on和t_off表示功率開關管的開通過程和關斷過程所持續的時間；T_s表示開關周期；I_m表示交流側電流的幅值。

圖5是在調制比范圍0.1～1，功率因數角范圍-90°～90°的條件下，繪制的本專利提出的一種三電平逆變器的最小開關損耗實現方法的平均開關損耗系數SLF的三維曲面圖。從圖中可以看出本專利提出方法在大部分區域SLF系數都是在0.5附近，只有在高調制比且功率因數接近±90°時SLF系數才略有升高，其最大值也不超過0.65。

本專利提出的一種三電平逆變器的最小開關損耗實現方法與傳統DPWM方法的SLF系數對比，如表3如下：

表3

盡管上面對本發明說明性的具體實施方式進行了描述，以便于本技術領域的技術人員理解本發明，但應該清楚，本發明不限于具體實施方式的范圍，對本技術領域的普通技術人員來講，只要各種變化在所附的權利要求限定和確定的本發明的精神和范圍內，這些變化是顯而易見的，一切利用本發明構思的發明創造均在保護之列。