本實用新型涉及一種電驅動系統，尤其是涉及一種基于switch電感型準Z源逆變器的電驅動系統。

背景技術：

在傳統的電驅動系統中，逆變器是電壓型逆變器，存在如下不足：

(1)電壓型逆變器母線電壓為電池的輸出電壓，受到電池電壓的限制，汽車在爬坡和加速過程中，在電量不足的情況下，會出現電壓跌落，導致電機輸出動力不足，為了改善蓄電池輸出的軟特性，在燃料電池汽車和電動商用車中通常在電池的輸出端增加一級非隔離BOOST電路，BOOST電路將電壓升高后，供給三相全橋逆變器驅動電機，帶前級DC/DC逆變器是兩級電路，系統整體經過兩級變換后傳輸效率較低。

(2)傳統電壓型逆變器上下橋臂不能同時導通，需要增加死區時間，然而，死區時間的存在會使輸出電壓和電流出現畸變，加大系統的轉矩脈動，增加了系統的電磁噪聲，影響電驅系統的舒適性和可靠性。

Z源逆變器是一種新型單級電路拓撲，其基本原理是無需增加額外的開關器件替代傳統的兩級結構，僅通過引入直通狀態來實現母線電壓的提升，然而傳統的Z源逆變器仍然存在如下問題亟待解決，例如電容電壓應力較大，啟動時沖擊電流較大，電流斷續問題以及輕載條件下的系統不穩定問題。

寬禁帶半導體材料GaN具有禁帶寬度大、飽和電子漂移速度高、臨界擊穿電場大和化學性質穩定等特點。因此基于GaN材料制造的電力電子器件具有通態電阻小、開關速度快、高耐壓及耐高溫性能好等特點。與SiC材料不同，GaN除了可以利用GaN材料制作器件外，還可以利用GaN所特有的異質結構制作高性能器件。寬禁帶半導體在提高系統的效率、減小尺寸及提高功率密度方面有很大優勢。由GaN構成的Z源逆變器及其衍生拓撲，可以進一步提高開關頻率，提高系統效率和功率密度。

技術實現要素：

本實用新型的目的就是為了克服上述現有技術存在的缺陷而提供一種基于switch電感型準Z源逆變器的電驅動系統

本實用新型的目的可以通過以下技術方案來實現：

一種基于switch電感型準Z源逆變器的電驅動系統，包括依次連接的直流電源、升壓驅動變換器和電機，所述的升壓驅動變換器為switch電感型準Z源逆變器，所述的switch電感型準Z源逆變器包括逆變器阻抗網絡和全橋逆變器，所述的逆變器阻抗網絡輸入端連接直流電源，逆變器阻抗網絡輸出端連接全橋逆變器輸入端，全橋逆變器輸出端連接所述的電機。

所述的逆變器阻抗網絡包括電感L₁、電感L₂、電感L₃，電容C₁、電容C₂、二極管D₇、二極管D₈、二極管D₉和二極管D₁₀，所述的電感L₁一端為逆變器阻抗網絡輸入端正極，該阻抗網絡輸入端正極連接直流電源正極，所述的電感L₁另一端連接二極管D₇陽極，二極管D₇陰極通過電感L₂連接二極管D₁₀陽極，二極管D₇陰極還連接至二極管D₈陽極，二極管D₈陰極通過電感L₃連接二極管D₁₀陰極，二極管D₉陽極連接二極管D₁₀陽極，二極管D₉陰極連接二極管D₈陰極，電容C₁正極連接二極管D₁₀陰極，電容C₁負極連接二極管D₇陽極，電容C₂正極連接二極管D₇陰極，二極管D₁₀陰極為逆變器阻抗網絡輸出端正極，電容C₂負極同時為逆變器阻抗網絡輸入端負極以及逆變器阻抗網絡輸出端負極，所述的逆變器阻抗網絡輸入端負極連接直流電源負極，所述的逆變器阻抗網絡輸出端正極和逆變器阻抗網絡輸出端負極連接至全橋逆變器輸入端。

所述的電感L₁、電感L₂和電感L₃電感值大小相同，所述的電容C₁和電容C₂電容值大小相同。

所述的全橋逆變器為6個開關管組成的三相全橋逆變器，各開關管均反并聯一個二極管，所述的6個開關管均為GaN寬禁帶半導體開關管。

所述的電機為三相電機，所述的三相全橋逆變器輸出端連接三相電機。

所述的電驅動系統還包括控制單元，所述的控制單元包括處理器、霍爾電流傳感器、霍爾電壓傳感器和電機位置傳感器，三相電機A相和B相分別連接一個霍爾電流傳感器，所述的電容C₂連接有一個霍爾電壓傳感器，所述的電機位置傳感器設置在三相電機上，所述的霍爾電流傳感器、霍爾電壓傳感器和電機位置傳感器均連接至控制單元，所述的控制單元連接三相全橋逆變器的6個開關管柵極。

所述的處理器為數字信號處理器。

與現有技術相比，本實用新型具有如下優點：

(1)switch電感型準Z源逆變器由逆變器阻抗網絡和三相全橋逆變器串聯而成，逆變器阻抗網絡為電感電容網絡，由于電感電容網絡的存在，使得switch電感型逆變器具備相比傳統Z源逆變器具有更高的升壓比；

(2)逆變器阻抗網絡采用電感和電容的組合，可以結合傳統電壓型逆變器和電流型逆變器的雙重優點，當switch電感型準Z源逆變器工作于電壓型逆變器模式時，由于前級電感網絡的存在，switch電感型準Z源逆變器主電路可以承受短時間短路，該switch電感型準Z源逆變器成為boost型逆變器，達到升壓目的，因此可以使得三相全橋逆變器工作于上下橋臂直通的狀態，避免了傳統電壓型逆變器帶來的死區效應，提高了逆變器的安全性和可靠性，在一定程度上抑制了電機的轉矩脈動和降低了電機的電磁噪音，當Z源逆變器工作于電流型逆變器模式時，由于前級電容網絡的存在，switch電感型準Z源逆變器主電路可以承受短時間開路，該逆變器成為buck型逆變器，達到降壓目的，實現輸出電壓的可調；

(3)全橋逆變器中的開關管均為GaN寬禁帶半導體開關管，可以進一步提高開關頻率，提高系統效率和功率密度。

附圖說明

圖1為本實用新型電驅動系統的結構框圖；

圖2為本實用新型電驅動系統的電路結構示意圖；

圖3為三相全橋逆變器工作于有效矢量狀態下的等效電路圖；

圖4為三相全橋逆變器工作于上下橋臂直通狀態時的等效電路圖。

其中，1為蓄電池模塊，2為逆變器阻抗網絡，3為全橋逆變器，4為電機，5為控制單元。

具體實施方式

下面結合附圖和具體實施例對本實用新型進行詳細說明。

實施例

如圖1所示，一種基于switch電感型準Z源逆變器的電驅動系統，包括依次連接的直流電源、升壓驅動變換器和電機4，直流電源采用蓄電池模塊1，升壓驅動變換器為switch電感型準Z源逆變器，switch電感型準Z源逆變器包括逆變器阻抗網絡2和全橋逆變器3，逆變器阻抗網絡2輸入端連接直流電源，逆變器阻抗網絡2輸出端連接全橋逆變器3輸入端，全橋逆變器3輸出端連接電機4。

具體的電路結構如圖2所示，其中逆變器阻抗網絡2包括電感L₁、電感L₂、電感L₃，電容C₁、電容C₂、二極管D₇、二極管D₈、二極管D₉和二極管D₁₀，電感L₁一端為逆變器阻抗網絡2輸入端正極，該阻抗網絡輸入端正極連接直流電源正極，電感L₁另一端連接二極管D₇陽極，二極管D₇陰極通過電感L₂連接二極管D₁₀陽極，二極管D₇陰極還連接至二極管D₈陽極，二極管D₈陰極通過電感L₃連接二極管D₁₀陰極，二極管D₉陽極連接二極管D₁₀陽極，二極管D₉陰極連接二極管D₈陰極，電容C₁正極連接二極管D₁₀陰極，電容C₁負極連接二極管D₇陽極，電容C₂正極連接二極管D₇陰極，二極管D₁₀陰極為逆變器阻抗網絡2輸出端正極，電容C₂負極同時為逆變器阻抗網絡2輸入端負極以及逆變器阻抗網絡2輸出端負極，逆變器阻抗網絡2輸入端負極連接直流電源負極，逆變器阻抗網絡2輸出端正極和逆變器阻抗網絡2輸出端負極連接至全橋逆變器3輸入端。電感L₁、電感L₂和電感L₃電感值大小相同，電容C₁和電容C₂電容值大小相同。

全橋逆變器3為6個開關管組成的三相全橋逆變器，6個開關管為T₁～T₆，各開關管均反并聯一個二極管，圖中為D₁～D₆。6個開關管均為GaN寬禁帶半導體開關管。GaN寬禁帶半導體材料具有禁帶寬度大、飽和電子漂移速度高、臨界擊穿電場大和化學性質穩定等特點，因此能進一步提高開關頻率，提高系統效率和功率密度。電機4為三相電機，三相全橋逆變器輸出端連接三相電機，電機4可以為永磁同步電機、異步電機或者直流無刷電機，本實施例中采用永磁同步電機。逆變器阻抗網絡2采用電感和電容的組合，可以結合傳統電壓型逆變器和電流型逆變器的雙重優點，當switch電感型準Z源逆變器工作于電壓型逆變器模式時，由于前級電感網絡的存在，switch電感型準Z源逆變器主電路可以承受短時間短路，該switch電感型準Z源逆變器成為boost型逆變器，達到升壓目的，因此可以使得三相全橋逆變器工作于上下橋臂直通的狀態，避免了傳統電壓型逆變器帶來的死區效應，提高了逆變器的安全性和可靠性，在一定程度上抑制了電機4的轉矩脈動和降低了電機4的電磁噪音，當Z源逆變器工作于電流型逆變器模式時，由于前級電容網絡的存在，switch電感型準Z源逆變器主電路可以承受短時間開路，該逆變器成為buck型逆變器，達到降壓目的，從而實現輸出電壓的可調。

另外該電驅動系統還包括控制單元5，控制單元5包括處理器、霍爾電流傳感器、霍爾電壓傳感器和電機位置傳感器，處理器為數字信號處理器，如DSP或FPGA等，三相電機A相和B相分別連接一個霍爾電流傳感器，電容C₂連接有一個霍爾電壓傳感器，電機位置傳感器設置在三相電機上，霍爾電流傳感器、霍爾電壓傳感器和電機位置傳感器均連接至控制單元5，控制單元5連接三相全橋逆變器的6個開關管柵極。電機位置傳感器檢測的角度信息經過微分得到電機4的電角速度，交軸電壓和直軸電壓的平方根值作為逆變器輸出側的模值，二者通過調制飽和度約束得到電容C₂電壓的給定值，電容C₂電壓參考值與電容電壓值之差經過PI控制器，輸出與限幅器相連，限幅器的輸出得到直通占空比D。從而處理器輸出6路PWM波實現對6個開關管的開通和關閉的控制。

控制單元5通過對開關管T₁～T₆的控制實現電機4的矢量調速方法，在對開關管T₁～T₆的控制時插入直通占空比可以實現對switch電感型準Z源逆變器的寬范圍調壓，switch電感型準Z源逆變器的升壓原理具體實施方法如下：

圖3表示三相全橋逆變器工作于有效矢量狀態下的等效電路圖，這里的有效工作狀態為電機4的零矢量工作狀態和合成電壓矢量工作狀態，記電容C₁和電容C₂的電壓值記為V_c1和V_c2，電感L₁、電感L₂和電感L₃的電壓值記為V_L1、V_L2和V_L3，蓄電池模塊1輸出的電壓記為V_in，輸入三相全橋逆變器輸入端的電壓記為V_PN，根據基爾霍夫定律存在下列關系：

圖4表示三相全橋逆變器工作于上下橋臂直通狀態時的等效電路圖，直通狀態是switch電感型準Z源逆變器升壓的基礎，是此類逆變器優于電壓型逆變器的明顯特點，根據基爾霍夫定律存在下列關系：

穩態條件下，假設控制周期為T_s，直通占空比為D，直通時間為D·T_s，有效電壓矢量作用時間為(1-D)·T_s，根據電感L₂和電感L₃上伏秒平衡原理，由式(1)和式(2)可以得到：

(1-D)·(-V_c1-V_L3)+D·V_c2＝0 (3)

化簡可以得到式(4)

穩態條件下，假設控制周期為T_s，直通占空比為D，直通時間為D·T_s，有效電壓矢量作用時間為(1-D)·T_s，根據電感L₁伏秒平衡原理，由式(1)和式(2)可以得到：

(1-D)·(V_in-V_c2)+D·(V_in+V_c1)＝0 (5)

化簡可以得到式(6)

從式子(6)中可以看出switch電感型準Z源逆變器的升壓比準Z源逆變器高，電容電壓應力較小。

本實施例中控制單元5采集的量為永磁同步電機A相電流和B相電流，電容C₂兩端電壓，永磁同步電機的角度信號，所采集的永磁同步電機A相電流和B相電流通過電流傳感器，輸出至數字信號處理器的模數轉換器(AD)，所采集的電容C₂兩端的電壓通過電壓傳感器，輸出至數字信號處理器的AD，所述的永磁同步電機旋轉變壓器輸出的角度信號經過解碼芯片得到位置信號，輸出至數字信號處理器。永磁同步電機的控制方法采用矢量控制，給定信號為轉矩信號，轉矩信號經過MTPA(最大轉矩電流比控制)得到永磁同步電機交直軸的電流給定值，所采集的A相電流和B相電流經過PARK變換和CLARK變換得到交直軸電流值，所述的直軸電流參考值與直軸電流值之差經過PI控制得到直軸電壓，所述的交軸電流參考值與交軸電流之差經過PI得到交軸電壓，交軸電壓和直軸電壓經過反CLARK變換轉化為六路PWM1～PWM6控制信號。電容C₂電壓的給定值是由永磁同步電機側的控制量決定的，角度信息經過微分得到永磁同步電機的電角速度，所述的交軸電壓和直軸電壓的平方根值作為三相全橋逆變器輸出側的模值，二者通過調制飽和度約束得到電容電壓的給定值。所述的直通占空比采用電容電壓閉環控制，其特征在于，所述的永磁同步電機的交軸電壓和直軸電壓的平方根值根據飽和度的不同得到電容電壓的參考值，所述的電容電壓參考值與電容電壓值之差經過PI控制器，輸出與限幅器相連，限幅器的輸出得到直通占空比D。這里的飽和度約束為式(7)所示，飽和度可以表征升壓與調制的約束關系，分子表示三相全橋逆變器輸出的永磁同步電機側的電壓，分母表示輸入逆變器的電壓，其中u_d表示傳統矢量控制時直軸電流PI型控制器的輸出，u_q表示傳統矢量控制時交軸電流PI型控制器的輸出，表示當m＜0.8時，不插入直通占空比，逆變器輸入保證恒壓模式，永磁同步電機采用傳統SVPWM調制方法，當m≥0.8時，插入直通占空比，采用升壓升速方式，永磁同步電機采用六段平均直通占空比插入的SVPWM調制方法。

從推導的公式(4)可以得出，本實用新型的的switch電感型準Z源逆變器的電驅動系統通過控制直通占空比D來實現電壓的任意升降，突破了傳統電壓型逆變器的電壓限制，由于直通占空比的加入，逆變器不存在死區時間，使得輸出的電流電壓畸變率減小，轉矩脈動減小，電驅動系統的電磁噪聲減小。