本實用新型涉及一種基于LCC諧振網絡的微波應用器驅動電源，屬于微波應用器設備技術領域。

背景技術：

驅動電源模塊是微波應用器的核心組成部分，它直接影響到微波應用器的工作效率、磁控管的工作壽命及應用器的綜合能耗，是決定微波應用器質量和效能的最關鍵因素之一。節能、環保和高效的微波應用器可有效實現加熱速度快同時損耗低、低電網污染的效用，符合現代加熱技術替代傳統加熱的發展要求。

微波應用器使用220 伏交流電進行供電，但磁控管需要幾千伏的直流電壓進行驅動，這一變換過程將由電源變換電路來實現，但傳統的采用變壓器升壓和整流的電源變換電路效率非常低，且系統體積也非常大。為了能提高系統電源驅動效率，減小電源體積，系統采用了開關電源技術實現對磁控管的驅動，利用開關電源技術不僅可以大大提高電源轉換效率，同時也可以減小電源體積。

但是，在使用開關電源后，輸出電壓信號的紋波和電磁干擾都比較大，這將影響到系統中的信號轉換、信號處理等電路的穩定工作，這需要電源變換電路在實現高效率的同時還要實現低電磁干擾，以保證整個系統具有較低的電磁干擾和較高的電磁兼容。

在理想狀態下，開關電源中的開關管是沒有損耗的，因為當開關管導通時，開關管兩端的電壓為零，當開關管關斷時，流過開關管的電流為零。但在實際情況下，開關管導通過程中，電流緩慢上升，電壓緩慢下降；在開關管關斷過程中，電流緩慢下降，電壓緩慢上升。在這一升一降的過程中，開關管中既有電流通過，兩端又有電壓，這就在開關管上產生了功率損耗，電源功率越大，這種損耗就越大；開關頻率越高，累計損耗就越多。并且在開關管開關過程中，由于di/dt 和dv/dt 都很大，這將產生很強的電磁干擾，這些問題都嚴重影響了電源的穩定性，阻礙了開關電源的廣泛使用，因此必須將開關電源的開關損耗降低。

通過上面的分析，開關損耗主要集中在導通和關斷的瞬間，可分別稱之為開通損耗和關斷損耗。對于開通損耗，降低的方式有：（1）在開關管開通前先將其電壓降至零，即零電壓開通；（2）在開通過程中，保持其電流始終為零，或者限制其電流的上升率，即零電流開通；（3）同時做到零電壓開通的零電流開通。同理，對于關斷損耗也可以采用同樣的方式：（1）在關斷前使其電流降低到零，即零電流關斷；（2）在開關管關斷過程中，始終保持電壓為零，或者限制電壓的上升率，即零電壓關斷；（3）同時做到零電壓關斷和零電流關斷。我們將這些降低開關損耗的方式統稱為軟開關技術。利用諧振現象，使開關管上的電壓或電流按正弦規律變化，以創造零電壓開通或零電流關斷的條件，以這種技術為主導的變換器稱為諧振變換器。

對傳統PWM變換器而言，線路參數和變壓器引入的寄生參數在開關動作時會發生高頻諧振，從而影響變換器主回路的正常工作波形，嚴重時更會引起強烈的電磁干擾和諧振過壓、諧振過流。但對于諧振變換器來說，它需要有電感電容元件在激勵電壓下產生諧振響應，因此在合適的參數配合下，變壓器的寄生電感和電容不但不會影響主回路的正常工作，反而對變換器的運行起到促進作用。

技術實現要素：

本實用新型要解決的技術問題是：本實用新型提供一種基于LCC諧振網絡的微波應用器驅動電源，減少4個IGBT開關管在導通與斷開的狀態切換過程中的開關損耗，并減少在開關過程中產生的電磁干擾給電網環境帶來的電網污染，以有效節約能源。

本實用新型技術方案是：一種基于LCC諧振網絡的微波應用器驅動電源，包括市電、輸入整流濾波電路、全橋逆變電路、PWM信號產生電路、LCC諧振電路、升壓電路和輸出整流濾波電路；市電、輸入整流濾波電路、全橋逆變電路、LCC諧振電路、升壓電路和輸出整流濾波電路和微波爐的磁控管依次相連，PWM信號產生電路與全橋逆變電路相連。

所述輸入整流濾波電路包括一個整流橋BD、輸入濾波電容Cin；全橋逆變電路包括四個IGBT管Q1、 Q2、Q3、Q4；PWM信號產生電路采用產生PWM信號的微控制器；LCC諧振電路包括串聯諧振電感Lr、串聯諧振電容Crs、并聯諧振電容Crp；升壓電路由漏磁變壓器TL1構成；輸出整流濾波電路由四個快恢復二極管D1、D2、D3、D4和CBB電容Cout構成；磁控管采用等效電阻RL。

市電的交流電源通過輸入整流濾波電路和4個IGBT管組成的全橋逆變電路相連，將整流后的電壓加到由串聯諧振電感、串聯諧振電容和并聯諧振電容構成的LCC諧振電路，然后，通過高頻漏磁變壓器的初級線圈繞組把能量傳送到次級線圈繞組，再經過輸出整流濾波電路與輸出端連接，輸出端與微波爐磁控管的陽極連接。

本實用新型的工作原理是：

由串聯諧振電容Crs、串聯諧振電感Lr、并聯諧振電感Crp構成串并聯結構LCC諧振電路產生諧振電流；通過微處理器產生的4路方波信號的相位差實現對輸出電壓的控制；由于電容與負載整流器連接，整流器的導通會將輸出電容Cout與Crp并聯在一起，此時容值較大的Cout對Crp起鉗位作用，參與諧振的元件將只有Lr和Crs，直到整流器關斷，Crp才會重新參與諧振；

串并聯結構的LCC 諧振型全橋變換器， 由開關管（Q₁、Q₂、Q₃、Q₄）構成全橋逆變網絡，實現DC-AC的逆變，開關管內部集成有反向二極管，起到續流作用，同時在每個開關管兩端都并上一個小電容，用于限制開關過程中開關兩端電壓的突變，實現準軟開關。LCC諧振電路由一個電感、兩個電容串聯而成，高頻升壓變壓器的初級和（C_rp)并聯，次級通過4個快恢復整流二極管構成全橋整流電路同時用耐高壓輸出濾波電容（C_out)進行濾波后和負載相連。開關管的控制信號通過微控制器產生4 路控制信號頻率都相同，占空比均為50%的PWM信號。其中Q₁ 和Q₂、Q₃ 和Q₄ 的PWM控制信號為互補的關系，兩組信號之間有一定的相位差，微控制器就是通過控制4路PWM信號的相位差來實現對輸出電壓的控制。

附圖圖1電路中，本實用新型由交流電源 (V_AC)、輸入整流濾波電路、全橋逆變電路、PWM信號產生電路、LCC諧振電路、升壓電路和輸出整流濾波電路組成，其中市電的交流電源(V_AC)通過輸入整流濾波電路和4個IGBT管組成的全橋逆變電路相連，將整流后的電壓加到由串聯諧振電感、串聯諧振電容和并聯諧振電容構成的LCC諧振電路，然后，通過高頻漏磁變壓器的初級線圈繞組把能量傳送到次級線圈繞組（N2)，再經過輸出整流濾波電路與輸出端連接，輸出端與微波爐磁控管(M)的陽極連接。

本實用新型的有益效果是：LCC串并聯諧振變換器結合了串聯諧振變換器和并聯諧振變換器的優點，在諧振腔內沒有了較大能量的循環流動，并且在輕載時也能輸出穩定的電壓，相比于LLC串并聯諧振變換器，LCC可充分利用高頻高壓的寄生參數，大大減少寄生參數對電源系統的影響，此外，如圖2和圖3所示，通過控制4路PWM信號相位差可實現輸出功率連續可調。因此，采用基于LCC諧振網絡的微波應用器電源模塊設計，可以大大提高效率和減少體積，不僅可以確保微波應用器腔體溫度易控，增加溫度控制連續性和穩定性。該發明節能、環保，可實現高效率低電磁干擾。

附圖說明

圖1是基于LCC諧振網絡的微波應用器驅動電源電路拓撲設計圖；

圖2是基于LCC諧振網絡的微波應用器驅動電源電路仿真輸出波形（移相角α= 0）；

圖3是基于LCC諧振網絡的微波應用器驅動電源電路仿真輸出波形（移相角α=40）；

圖4是基于LCC諧振網絡的微波應用器驅動電源電路各測試點仿真波形。

其中，圖1中各標號依次表示：市電（V_AC），整流橋(BD)，輸入濾波電容(C_in)，開關電路元件(Q₁，Q₂，Q₃，Q₄)，微處理器產生的4路方波信號(PWM₁，PWM₂，PWM₃，PWM₄)，串聯諧振電感(L_r)，串聯諧振電容(C_rs)，并聯諧振電容(C_rp-)，高頻漏磁變壓器(T_L1)，快恢復二極管(D₁，D₂，D₃，D₄)，輸出濾波電容（C_out)，磁控管等效電阻(R_L)。

圖2為PWM的移相角α= 0時LCC諧振網絡的微波應用器驅動電源電路仿真輸出波形。

圖3為PWM的移相角α= 40時LCC諧振網絡的微波應用器驅動電源電路仿真輸出波形。

圖4為微處理器輸出的4路占空比為50%，頻率為20KHz的PWM信號波形圖，以及LCC諧振網絡微波應用器驅動電源電路在PSIM仿真軟件中各測試點仿真波形圖，測試的對象分別有：流過串聯諧振電感電流(I_Lr)，并聯諧振電容兩端電壓（U_crp），逆變網絡輸出電壓（U_ab），即全橋逆變電路輸出電壓，流經高頻高壓變壓器原邊電流（I_T），即升壓電路原邊電流，流過并聯諧振電容的電流(I_Crp)。

具體實施方式

下面結合附圖和具體實施例，對本實用新型作進一步說明。

實施例1：如圖1-4所示，一種基于LCC諧振網絡的微波應用器驅動電源，包括市電、輸入整流濾波電路、全橋逆變電路、PWM信號產生電路、LCC諧振電路、升壓電路和輸出整流濾波電路；市電、輸入整流濾波電路、全橋逆變電路、LCC諧振電路、升壓電路和輸出整流濾波電路和微波爐的磁控管依次相連，PWM信號產生電路與全橋逆變電路相連。

所述輸入整流濾波電路包括一個整流橋BD、輸入濾波電容Cin；全橋逆變電路包括四個IGBT管Q1、 Q2、Q3、Q4；PWM信號產生電路采用產生PWM信號的微控制器；LCC諧振電路包括串聯諧振電感Lr、串聯諧振電容Crs、并聯諧振電容Crp；升壓電路由漏磁變壓器TL1構成；輸出整流濾波電路由四個快恢復二極管D1、D2、D3、D4和CBB電容Cout構成；磁控管采用等效電阻RL。

市電的交流電源通過輸入整流濾波電路和4個IGBT管組成的全橋逆變電路相連，將整流后的電壓加到由串聯諧振電感、串聯諧振電容和并聯諧振電容構成的LCC諧振電路，然后，通過高頻漏磁變壓器的初級線圈繞組把能量傳送到次級線圈繞組，再經過輸出整流濾波電路與輸出端連接，輸出端與微波爐磁控管的陽極連接。

在圖4中，本實用新型的工作方式可分為8個階段，分別為：

(1)t₀時刻，開關管Q₁開通，Q₃已經開通，此時的電流I_Lr為負，即從Q₃流向諧振回路，最后從Q₁的續流二極管返回，所以這時候開關管Q₁屬于零電壓，零電流開通。電流I_Lr的絕對值在減小，所以電感L_r放電，電容C_rs在充電，電容C_rp的能量則保持不變，變壓器將能量從初級變換到次級。

(2)t₁時刻，Q₃關斷，Q₄開通，Q₃關斷屬于硬關斷，所以在所有開關管兩端并聯了電容，可以降低開關管兩端的電壓降低的速率，以減小開關損耗，此時C₃充電，當充電完后，Q₄的續流二極管自然開通，Q₄為零電流/零電壓開通此外，電感上的電流已經在開始減小，并不是電流最大的時候，有利于開關損耗的降低，在移相過程中，可能到遇到Q₃關斷，Q₄開通時，恰好電流減小到零，此時Q₃屬于零電壓/零電流關斷，而Q₄也是零電流/零電壓開通。Q₄開通后，U_ab=U_dc，電感上的電流從負到零，電感L_r繼續放電，電容C_rs繼續充電，此外直流電源U_dc也處于充電狀態，這個階段形成了環流，應盡量縮短此階段的時間。

(3)此階段Q₁，Q₄處于開通狀態，電流從U_dc正端經過Q₁，通過諧振電路，最后通過Q₄回到U_dc負極，此階段沒有開關管動作，U_ab=U_dc，串聯諧振電感L_r上的電流從零開始增大，L_r充電，串聯諧振電容C_rs放電，并聯諧振電容C_rp先反向放電然后正向充電，在充電過程中隨著兩端電壓的升高，升高到高頻變壓器次級端的整流二極管導通時，此階段結束。

（4）此階段仍然是Q₁，Q₄處于開通狀態，沒有開關管動作。由于輸出電容足夠大，可以等效為一個電壓源，所以并聯諧振電容C_rp兩端的電壓被鉗位到U_out/n，此時C_rp兩端電壓不變，通過電流為0，全部電流都經高頻變壓器的初級流過，能量被傳送到高頻變壓器的次級。

（5）t₁時刻Q₁關斷，Q₂開通，Q₁屬于硬關斷，但并聯的電容有利于降低開關損耗。Q₂的續流二極管導通，所以Q₂屬于零電壓/零電流開通。此階段諧振電路上的電流為順時針方向，電流值開始減小，串聯諧振電感L_r放電，串聯諧振電容C_rs充電，并聯諧振電容C_rp能量保持不變，通過電流為0，全部電流都經高頻變壓器的初級流過，能量被傳送到高頻變壓器的次級。

（6）Q₂ 處于開通狀態，Q₃ 為零電流/零電壓開通，電感上的電流正向流過，但逐漸下降到零，電感儲存的電能完全放完，此時并聯諧振電容的電壓值維持U_out/n不變(其中，Uout為電源系統輸出電壓，n為高頻變壓器匝數比)，直到U_crp開始變換，此階段結束。整個過程中，電感電流全部流過高頻變壓器的初級，能量被傳送到高頻變壓器的次級。

（7）Q₂、Q₃處于開通狀態，U_ab=-U_dc，整個過程沒有開關管動作，諧振電路上的電流為逆時針方向。串聯諧振電感L_r上的電流從零開始反向增大， L_r充電，串聯諧振電容C_rs放電，并聯諧振電容C_rp先正向放電然后反向充電，在充電過程中隨著兩端電壓的升高，升高到高頻變壓器次級端的整流二極管導通時，此階段結束。

(8) 此階段Q₂、Q₃處于開通狀態，U_ab=-U_dc，整個過程沒有開關管動作，諧振電路上的電流為逆時針方向。由于輸出電容足夠大，可以等效為一個電壓源，所以并聯諧振電容C_rp兩端的電壓被反向鉗位到U_out/n，此時C_rp兩端電壓不變，通過電流為0，全部電流都經高頻變壓器的初級流過，能量被傳送到高頻變壓器的次級。

上面結合附圖對本實用新型的具體實施例作了詳細說明，但是本實用新型并不限于上述實施例，在本領域普通技術人員所具備的知識范圍內，還可以在不脫離本實用新型宗旨的前提下作出各種變化。