一種單相多電平電流源變流器及變流器的控制方法與流程
本發明涉及電流源變流器領域，特別是涉及一種單相多電平電流源變流器及變流器的控制方法。
背景技術：
隨著工業發展的需求和全控型功率器件的進步，大功率變流器在國民經濟中的應用越來越廣泛，電壓源變流器的直流側儲能子模塊電容在體積、成本以及儲能效率方面存在顯著優勢，使得電流源變流器(currentsourceinverter,csi)的受關注程度較低。但csi的交流側具有升壓特性，直流側儲能子模塊的壽命較長，同一橋臂允許直通，使其具備短路保護能力；csi能夠直接對輸出電流進行控制且對日后超導磁儲能系統(superconductivemagneticenergystorage,smes)的發展以解決電感儲能效率起到重要作用。
目前，對多電平電流源變流器(multilevelcurrentsourceinverter,mcsi)的研究主要集中在電路拓撲構造、調制方法和電感電流平衡等方面。其中，電路拓撲輔以合適的調制方法是以獲得多電平電流輸出的前提；電感電流平衡控制是mcsi正常工作的一個關鍵環節。mcsi拓撲主要有直接式和組合式，直接式mcsi通過設計一種開關組合獲得多電平的輸出電流，但當電平數較高時，找到一種儲能效率高的開關組合方式比較困難；而組合式mcsi通過疊加多個csi子模塊的輸出得到多電平電流，易于擴展，組合式mcsi又分為獨立直流源和共享直流源兩類，前者各個子模塊相互獨立，不存在耦合，控制方法簡單，但電平數較多時硬件電路復雜；后者只需一個直流電流源，但需要額外的均流控制算法，計算起來也很復雜。現有的mcsi拓撲結構存在硬件電路復雜，計算復雜的問題致使無法對電流輸出進行精確控制。
mcsi的調制方法主要從多電平電壓源變流器“移植”過來，按開關頻率可分為高頻和低頻兩類。高頻調制主要有脈寬調制脈寬調制(pulsewidthmodulation，pwm)和空間矢量調制(svpwm)，其輸出電流諧波含量低，但開關損耗較大；低頻調制主要是階梯波調制和特定諧波消除調制(shepwm)，其開關損耗較小，但諧波次數較低、含量較大，且需要離線計算開關角度，動態響應差。目前的組合式mcsi都是采用單一功能的模塊級聯，在模塊數較低時，如采用載波移相pwm方式進行控制，開關頻率較高，損耗較大；如采用階梯波方式進行控制，損耗很低，但存在波形畸變且需離線計算開關角度。現有的mcsi無法同時具備低能耗、低諧波、響應速度快等優勢。
技術實現要素：
本發明的目的是提供一種單相多電平電流源變流器及變流器的控制方法，以解決當電平數較多時，硬件電路復雜，計算復雜，響應差的問題，從而提高單相多電平電流源變流器的計算效率以及對輸出電流的控制精度。
為實現上述目的，本發明提供了如下方案：
一種單相多電平電流源變流器，包括：電平逼近調制模塊、直流電源、網側電感、交流電源、濾波電感、濾波電容、脈寬調制模塊；
所述網側電感的一端與所述電平逼近調制模塊的輸出端、所述濾波電感的一端連接，所述網側電感的另一端與所述交流電源的輸入端相連；所述濾波電感的另一端與所述脈寬調制模塊的輸出端相連；
所述電平逼近調制模塊接入所述直流電源；所述電平逼近調制模塊與所述脈寬調制模塊并聯；所述濾波電容與所述電平逼近調制模塊、所述脈寬調制模塊并聯。
可選的，所述電平逼近調制模塊具體包括：n個電平逼近調制子模塊，所述n為正整數；
所述電平逼近調制子模塊包括第一晶體管、第二晶體管、第三晶體管、第四晶體管、第一二極管、第二二極管、第三二極管、第四二極管、分流電感；
所述第一晶體管的源極與所述第一二極管的正極連接；所述第一晶體管的漏極與所述第三晶體管的漏極、所述分流電感相連；所述第一二極管的負極與所述第二晶體管的漏極、所述網側電感連接；所述第二晶體管的源極與所述第二二極管的正極連接；所述第二二極管的負極與所述直流電源、所述第四二極管的負極連接；
所述第三晶體管的源極與所述第三二極管的正極連接；所述第三二極管的負極與所述第四晶體管的漏極、所述脈寬調制模塊、所述交流電源連接；
可選的，所述n個電平逼近調制子模塊共用一個直流電源；
所述n個電平逼近調制子模塊并聯。
可選的，所述脈寬調制模塊具體包括：n個脈寬調制子模塊，所述n為正整數；
所述脈寬調制子模塊包括第五晶體管、第六晶體管、第七晶體管、第八晶體管、第五二極管、第六二極管、第七二極管、第八二極管、直流側電感；
所述第五晶體管的源極與所述第五二極管的正極連接；所述第五晶體管的漏極與所述第七晶體管的漏極、所述直流側電感相連；所述第五二極管的負極與所述第六晶體管的漏極、所述濾波電感連接；所述第六晶體管的源極與所述第六二極管的正極連接；所述第六二極管的負極與所述直流側電感、所述第八二極管的負極連接；
所述第七晶體管的源極與所述第七二極管的正極連接；所述第七二極管的負極與所述第八晶體管的漏極、所述第三二極管的負極、所述交流電源連接；
可選的，所述n個脈寬調制子模塊分別采用獨立的直流側電感；
所述n個脈寬調制子模塊并聯。
一種單相多電平電流源變流器的調制方法，所述調制方法應用于權利要求1-5任一項所述的變流器，所述變流器包括：電平逼近調制模塊、直流電源、網側電感、交流電源、濾波電感、濾波電容、脈寬調制模塊；
所述網側電感的一端與所述電平逼近調制模塊、所述濾波電感的一端連接，所述網側電感的另一端與所述交流電源相連；所述濾波電感的另一端與所述脈寬調制模塊相連；
所述電平逼近調制模塊接入所述直流電源；所述電平逼近調制模塊與所述脈寬調制模塊并聯；所述濾波電容與所述電平逼近調制模塊、所述脈寬調制模塊并聯；
所述調制方法包括：
獲取所述電平逼近調制模塊輸出的總電流；
根據所述總電流確定諧波分量；
獲取所述脈寬調制模塊輸出的交流側輸出電流；
根據所述交流側輸出電流計算輸出補償電流；
疊加所述輸出補償電流和所述諧波分量，抑制所述諧波分量。
可選的，所述獲取所述電平逼近調制模塊輸出的總電流，具體包括：
獲取所述電平逼近調制模塊中所有電平逼近調制子模塊的分流電感電流；所述分流電感電流具有n個；
將所述n個分流電感電流按照從小到大進行排序編號；
計算所述電平逼近調制子模塊的投入個數；
根據所述電平逼近調制子模塊的投入個數向所述電平逼近調制模塊發送關閉信號；
獲取當前開啟的電平逼近調制子模塊；
獲取所有所述當前開啟的電平逼近調制子模塊的總電流。
可選的，根據所述電平逼近調制子模塊的投入個數向所述電平逼近調制模塊發送關閉信號之后，還包括：
利用約束公式f＝min∫(f(t)-g(t))2dt計算得到所述電平逼近調制子模塊的投入個數再次改變的時間；其中，f(t)為輸出階梯波，g(t)為正弦調制波，min為最小取值函數，f為f(t)和g(t)之間的距離在一周期內積分的最小值。
可選的，獲取所述脈寬調制模塊輸出的交流側輸出電流之前，還包括：
預設直流側參考電流范圍；
在所述直流側參考電流范圍內選定任意的直流側參考電流值；
獲取直流側實際電流值；
計算所述直流側參考電流值與所述直流側實際電流值的差值；
將所述差值經過第一電流環調節，直到直流側實際電流值在所述直流側參考電流范圍內輸出調節結果；
獲取所述交流電源的電壓的相位；
根據所述調節結果以及所述電壓的相位計算得到有功參考量；
根據所述有功參考量與所述諧波分量得到第二電流環的電流參考值。
可選的，所述根據所述交流側輸出電流計算輸出補償電流，具體包括：
計算所述電流參考值與所述交流側輸出電流值的差值；
根據所述差值經過第二電流環得到調制信號。
根據本發明提供的具體實施例，本發明公開了以下技術效果：本發明將電平逼近調制模塊(nearestlevelmodulation，nlm)和脈寬調制模塊(pulsewidthmodulation，pwm)對單相多電平電流源變流器混合調制，形成混合電流源組合式拓撲，所述電平逼近調制模塊屬于低頻調制模塊，工作頻率較低，減小了功率器件的開關損耗，實現了分流電感電流的平衡，但是具有諧波分量，因此，單純使用電平逼近調制模塊進行調節會出現諧波畸變率高和離線計算復雜的問題，本發明再通過脈寬調制模塊輸出補償電流來補償低頻模塊輸出電流諧波，降低諧波畸變率，提高對輸出電流的控制精度。
此外，本發明的硬件電路簡單，在電平數量越多的情況下，所述電平逼近調制模塊分解出的諧波分量與所述脈寬調制模塊所輸出的補償電流就越近似，從而降低諧波的效果越顯著，控制精度越準確，解決了現有技術中電平數量越多，硬件電路越復雜，控制精度不準確的問題。
附圖說明
為了更清楚地說明本發明實施例或現有技術中的技術方案，下面將對實施例中所需要使用的附圖作簡單地介紹，顯而易見地，下面描述中的附圖僅僅是本發明的一些實施例，對于本領域普通技術人員來講，在不付出創造性勞動性的前提下，還可以根據這些附圖獲得其他的附圖。
圖1為本發明實施例變流器的電路拓撲圖；
圖2為本發明實施例多電平電流源變流器調制方法流程圖；
圖3為本發明實施例nlm控制方式原理圖；
圖4為本發明實施例pwm模塊控制方式原理圖；
圖5為本發明實施例1的nlm模塊輸出的階梯波形圖；
圖6為本發明實施例1的nlm模塊輸出波形諧波分析圖；
圖7為本發明實施例2的nlm模塊與pwm模塊的輸出電流疊加后總的輸出電流波形圖；
圖8為本發明實施例2的nlm+pwm模塊疊加后的輸出電流波形諧波分析圖；
圖9為本發明實施例的pwm模塊輸出的補償電流波形圖；
圖10為本發明實施例的nlm子模塊投入個數與nlm子模塊開關函數的關系圖；
圖11為本發明實施例的pwm模塊直流側的電感電流波形圖。
具體實施方式
下面將結合本發明實施例中的附圖，對本發明實施例中的技術方案進行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例僅僅是本發明一部分實施例，而不是全部的實施例。基于本發明中的實施例，本領域普通技術人員在沒有做出創造性勞動前提下所獲得的所有其他實施例，都屬于本發明保護的范圍。
本發明的目的是提供一種單相多電平電流源變流器及變流器的控制方法，能夠解決當電平數較多時，硬件電路復雜，計算復雜，響應差的問題，提高單相多電平電流源變流器的計算效率以及提高對輸出電流的控制精度。
為使本發明的上述目的、特征和優點能夠更加明顯易懂，下面結合附圖和具體實施方式對本發明作進一步詳細的說明。
圖1為本發明實施例變流器的電路拓撲圖，如圖1所示，一種單相多電平電流源變流器，包括：電平逼近調制模塊101、直流電源102、網側電感103、交流電源104、濾波電感105、濾波電容106、脈寬調制模塊107；
所述網側電感103的一端與所述電平逼近調制模塊101的輸出端、所述濾波電感105的一端連接，所述網側電感103的另一端與所述交流電源104的輸入端相連；所述濾波電感105的另一端與所述脈寬調制模塊107的輸出端相連；所述電平逼近調制模塊101接入所述直流電源102；所述電平逼近調制模塊101與所述脈寬調制模塊107串聯；所述濾波電容106與所述電平逼近調制模塊101、所述脈寬調制模塊107并聯；所述交流電源104可以為電網。
在實際應用中，所述電平逼近調制模塊101具體包括：n個電平逼近調制子模塊1011，所述n為正整數；所述電平逼近調制子模塊包括第一晶體管s1、第二晶體管s2、第三晶體管s3、第四晶體管s4、第一二極管d1、第二二極管d2、第三二極管d3、第四二極管d4、分流電感ln(n＝1，2，3...，n)；所述第一晶體管s1的源極與所述第一二極管d1的正極連接；所述第一晶體管s1的漏極與所述第三晶體管s3的漏極、所述分流電感相連；所述第一二極管d1的負極與所述第二晶體管s2的漏極、所述網側電感103連接；所述第二晶體管s2的源極與所述第二二極管d2的正極連接；所述第二二極管d2的負極與所述直流電源102、所述第四二極管d4的負極連接；所述第三晶體管s3的源極與所述第三二極管d3的正極連接；所述第三二極管d3的負極與所述第四晶體管s4的漏極、所述脈寬調制模塊107、所述交流電源104連接；所述n個電平逼近調制子模塊共用一個直流電源102；所述n個電平逼近調制子模塊并聯；
在實際應用中，所述脈寬調制模塊107具體包括：n個脈寬調制子模塊1071，所述n為正整數；
所述脈寬調制子模塊包括第五晶體管s5、第六晶體管s6、第七晶體管s7、第八晶體管s8、第五二極管d5、第六二極管d6、第七二極管d7、第八二極管d8、直流側電感lm(m＝1，2，3...，m)；
所述第五晶體管s5的源極與所述第五二極管d5的正極連接；所述第五晶體管s5的漏極與所述第七晶體管s7的漏極、所述直流側電感相連；所述第五二極管d5的負極與所述第六晶體管s6的漏極、所述濾波電感105連接；所述第六晶體管s6的源極與所述第六二極管d6的正極連接；所述第六二極管d6的負極與所述直流電源102、所述第八二極管d8的負極連接；所述第七晶體管s7的源極與所述第七二極管d7的正極連接；所述第七二極管d7的負極與所述第八晶體管s8的漏極、所述第三二極管s3的負極、所述交流電源104連接；所述n個脈寬調制子模塊分別采用獨立的直流側電感；所述n個脈寬調制子模塊并聯；
在圖1中，l和c分別為pwm子模塊的濾波電感105和電容；ls為網側電感；es為電網電壓；idc為變流器nlm子模塊的直流側電流源電流；in(n＝1,2,3…,n)為nlm子模塊直流側電流；ion(n＝1,2,3…,n)為nlm子模塊輸出電流；im(m＝1,2,3…,m)為pwm子模塊的直流側電流；iom(m＝1,2,3…,m)為pwm子模塊輸出電流；ip為pwm子模塊的交流側輸出電流；isn為pwm子模塊的輸出補償電流；is為網側電流；un為交流側公共連接點電壓，uc為pwm子模塊的交流側電容電壓。
所述電平逼近調制模塊101為低頻模塊，所述低頻模塊采用基于排序算法的最近電平逼近nlm控制方法，所述脈寬調制模塊107為高頻模塊，所述高頻模塊采用基于脈寬調制pwm的雙閉環控制方法；以n＝4和m＝1(n和m分別為nlm子模塊和pwm子模塊個數)為例：
nlm子模塊由4個子模塊級聯構成，每個子模塊由分流電感和1個h橋單元組成，共用一個直流電流源，為了使系統能量平均分配在4個子模塊上，應滿足
單個子模塊輸出電流值ion可表示為
ion＝σi
式中σ為開關函數，由h橋單元的4個晶體管的開關狀態確定。表1為nlm子模塊的工作狀態表，σ取值和子模塊狀態相應關系如表1所示：
表1
整個nlm子模塊的輸出電流等于所有子模塊輸出電流之和，可表示為
其中，in為nlm子模塊輸出總電流。
根據基爾霍爾電流定律和基爾霍爾電壓定律可將變流器的數學模型用以下公式表示：
其中的in由可分解為基波分量inf和諧波分量inh兩部分，諧波補償電流為isn＝-inh，因此，is＝in+isn＝inf就不包括諧波分量了，起到了抑制諧波的作用。
采用本發明上述所公開的單相多電平電流源變流器，能夠抑制諧波分量。
圖2為本發明實施例多電平電流源變流器調制方法流程圖，如圖2所示，一種單相多電平電流源變流器的調制方法，包括：
步驟201：獲取所述電平逼近調制模塊輸出的總電流；
步驟202：根據所述總電流確定諧波分量；
步驟203：獲取所述脈寬調制模塊輸出的交流側輸出電流；
步驟204：根據所述交流側輸出電流計算輸出補償電流；
步驟205：疊加所述輸出補償電流和所述諧波分量，抑制所述諧波分量。
在實際應用中，所述獲取所述電平逼近調制模塊輸出的總電流，具體包括：
獲取所述電平逼近調制模塊中所有電平逼近調制子模塊的分流電感電流；所述分流電感電流具有n個；將所述n個分流電感電流按照從小到大進行排序編號；計算所述電平逼近調制子模塊的投入個數；根據所述電平逼近調制子模塊的投入個數向所述電平逼近調制模塊發送關閉信號；獲取當前開啟的電平逼近調制子模塊；獲取所有所述當前開啟的電平逼近調制子模塊的總電流。
nlm模塊控制方式的基本思想是：通過瞬時電平疊加生成的階梯波來逼近正弦調制波，圖3為本發明實施例nlm控制方式原理圖，如圖3所示。第一個1/4周期各時間區間投入子模塊數及輸出總電流值的關系如表2，表2為各時間區間投入子模塊數及輸出總電流值的關系表，剩余的3/4周期各時間區間投入子模塊數與輸出總電流值的關系與第一個1/4周期的兩者關系相同。
為了使階梯波盡可能的逼近正弦調制波，應通過利用約束公式f＝min∫(f(t)-g(t))2dt計算得到最優的電平逼近調制子模塊的投入個數再次改變的時間tk(k＝1,…,n)，其中，f(t)為輸出階梯波，g(t)為正弦調制波，min為最小取值函數，f為f(t)和g(t)之間的距離在一周期內積分的最小值。但該方法需先離線求解，再在線查表使用，動態響應差，因此本發明選擇在線計算、具有較好動態響應的round取整函數確定不同時刻投入子模塊個數和投入時刻。
nlm模塊控制算法僅能計算出投入子模塊的個數，而不能確定具體哪幾個模塊投入，且各個h橋子模塊的投切時刻不同且投入時間存在差異，這使得分流電感上的電流不均衡，而直流側電感電流的均衡是保證變流器正常運行的必要條件，因此本發明采用排序算法確定各個子模塊的投入和切除狀態；
分流電感電流變化原則：開關函數σ＝0的子模塊，直流側通過s1和s2或s3和s4續流，分流電感電流增大；開關函數σ＝±1的子模塊，電流源和分流電感給pwm子模塊和連接電感充電,分流電感電流減小；當所有nlm子模塊都投入或旁路，則各個nlm子模塊維持原電流值。
在每次排序之后，都要保持電感電流相對的均流效果。即當前時刻的電流值最小的h橋子模塊在之后的一個或者若干個排序周期后，一定不再是最小值；相應的，電流值最大的h橋子模塊在經過一個或若干個排序周期后，也一定不再是最大值。
在實際應用中，獲取所述脈寬調制模塊輸出的交流側輸出電流之前，還包括：
預設直流側參考電流范圍；
在所述直流側參考電流范圍內選定任意的直流側參考電流值；
獲取直流側實際電流值；
計算所述直流側參考電流值與所述直流側實際電流值的差值；
將所述差值經過第一電流環調節，直到直流側實際電流值在所述直流側參考電流范圍內輸出調節結果；
獲取所述交流電源的電壓的相位；
根據所述調節結果以及所述電壓的相位計算得到有功參考量；
根據所述有功參考量與所述諧波分量得到第二電流環的電流參考值。
可選的，所述根據所述交流側輸出電流計算輸出補償電流，具體包括：
計算所述電流參考值與所述交流側輸出電流值的差值；
根據所述差值經過第二電流環得到調制信號。
pwm模塊的交流側電流ip到濾波后電流isn傳遞函數為
圖4為本發明實施例pwm模塊控制方式原理圖，如圖4所示，由內外兩個電流環組成，外環是將直流側參考電流值
nlm模塊與pwm模塊之間相互獨立，所以控制也相互獨立，但控制是同時進行的，目的就是pwm的輸出對nlm的輸出能進行諧波的補償。
為驗證本發明所提出方法的有效性，在matlab/simulink中搭建了電流源變流器的仿真模型。表3為各參數的仿真數值與實驗數值的對比表，如表3所示。
圖5為本發明實施例1的nlm模塊輸出的階梯波形圖，如圖5所示，該階梯波由4個h橋的輸出電流疊加而成，總共為9個電平。圖6為本發明實施例1的nlm模塊輸出波形諧波分析圖，如圖6所示，由于nlm模塊并聯的h橋子模塊數較少，輸出電流的電平數不夠多，降低諧波的效果不是很顯著，其諧波畸變率(totalharmonicdistortion，thd)達到了9.48％。這就需要在逆變器的交流側并聯一個pwm模塊，起消除階梯波中諧波的作用，進一步地改善電流波形。
本發明采用nlm+pwm的混合調制策略，圖7為本發明實施例2的nlm模塊與pwm模塊的輸出電流疊加后總的輸出電流波形圖，如圖7所示，nlm+pwm模塊總的輸出電流與正弦波的擬合度更高，更接近于正弦波形。圖8為本發明實施例2的nlm+pwm模塊疊加后的輸出電流波形諧波分析圖，如圖8所示，各次諧波都有減小，其總的thd＝2.55％，與單純的階梯波輸出相比其諧波畸變率得到了明顯改善。
圖9為本發明實施例的pwm模塊輸出的補償電流波形圖，如圖9所示，pwm輸出的補償電流與nlm模塊輸出的階梯波中的諧波分量大小相等、方向相反，起到了降低輸出電流諧波畸變率的作用。
圖10為本發明實施例的nlm子模塊投入個數與nlm子模塊開關函數的關系圖，由于nlm模塊輸出電流的對稱性，取1/4周期進行分析，如圖10所示，當nlm模塊投入0個子模塊時，4個子模塊都旁路，各子模塊維持原電流值；投入1個子模塊時，投入的那1個子模塊電感電流減少，其余3個子模塊電感電流增大；投入2個子模塊時，投入的那2個子模塊電感電流減少，其余2個子模塊電感電流增大；投入3個子模塊時，投入的那3個子模塊電感電流減少，其余1個子模塊電感電流增大；投入4個子模塊時，4個子模塊狀態一致，各子模塊維持原電流值。
圖11為本發明實施例的pwm模塊直流側的電感電流波形圖，如圖11所示，經電流外環pi控制后，直流側電流在50a周圍上下波動，基本穩定在了50a，確保了裝置的可靠運行并平穩地輸出諧波補償電流。
本發明采用nlm+pwm的混合調制策略，綜合了兩種調制方式的優點，nlm模塊的工作頻率相對較低，減小了功率器件的開關損耗；pwm模塊則對輸出電流階梯波的諧波分量進行了有效地補償，減少了輸出電流的諧波含量。nlm模塊直流側采用排序法，有效地實現了分流電感電流的平衡；pwm模塊采用直接電流控制方法，具有較好的響應速度和控制精度。
本說明書中各個實施例采用遞進的方式描述，每個實施例重點說明的都是與其他實施例的不同之處，各個實施例之間相同相似部分互相參見即可。
本文中應用了具體個例對本發明的原理及實施方式進行了闡述，以上實施例的說明只是用于幫助理解本發明的方法及其核心思想；同時，對于本領域的一般技術人員，依據本發明的思想，在具體實施方式及應用范圍上均會有改變之處。綜上所述，本說明書內容不應理解為對本發明的限制。
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