本發明涉及反激式開關電源控制技術領域，尤其是一種原邊反饋開關電源多階環路控制電路。

背景技術：

反激式開關電源因其應用結構簡單及成本較低而被廣泛應用。原邊反饋控制技術無需光耦器件和tl431來隔離采樣次級側輸出電壓信號進行環路調制，因此應用更簡單，成本更低，廣泛應用在中小功率開關電源領域。

隨著電子產品性能的不斷提高，開始對開關電源的輸出動態響應和輸出電壓紋波等指標提出更高要求。其中輸出動態響應和輸出紋波這兩個指標本身互為矛盾，低輸出電壓紋波需要系統環路頻率響應有較大的相位裕量，而較大的相位裕量又會降低系統的動態響應，這兩個指標的矛盾在原邊反饋開關電源中尤為明顯。此外，電子設備性能增強也使得開關電源輸出負載電流不斷增加，這會在輸出線纜上產生顯著的線纜壓降，這需要開關電源芯片內部來補償，以保證線端輸出電壓相對恒定。

目前主流的原邊反饋開關電源是采用低階單環路控制，即通過開關電源控制系統中單一變量來同時控制輸出動態響應、輸出電壓紋波及線補量等直流量，這容易導致系統環路不穩定，或相關指標很難滿足設計要求，或需要額外增加系統成本。

技術實現要素：

本發明的目的在于克服現有技術中存在的不足，提供一種原邊反饋開關電源多階環路控制電路，將系統環路分解成快速環路、慢速環路和dc環路，分別控制環路中不同變量參數，以解決系統快速動態響應、系統穩定性等矛盾問題，簡化系統設計。本發明采用的技術方案是：

一種原邊反饋開關電源多階環路控制電路，包括：采樣保持模塊、基準模塊、誤差放大器、環路控制單元、線纜壓降補償模塊、電流源、峰值電流比較器、驅動電路、鎖存器；

采樣保持模塊的輸入端用于采樣表示變壓器次級電壓的反饋信號并保持；

采樣保持模塊的輸出端接誤差放大器的反相輸入端，誤差放大器的同相輸入端接基準模塊的輸出端，誤差放大器的輸出端接環路控制單元的輸入端；

環路控制單元包括快速環路、慢速環路和dc環路；快速環路控制開關電源的開關頻率的變化，快速環路的輸出端接鎖存器的s輸入端；慢速環路控制開關電源的峰值電流閾值的變化，慢速環路的輸出端接峰值電流比較器的反相輸入端；dc環路控制誤差放大器的失調、開關電源的輸出線補電壓的變化，dc環路的輸出端接線纜壓降補償模塊，線纜壓降補償模塊接電流源，電流源的輸出接采樣保持模塊的輸入端；

鎖存器的r輸入端接峰值電流比較器的輸出端，鎖存器的q輸出端接驅動電路的輸入端，驅動電路的輸出端作為多階環路控制電路的驅動端；峰值電流比較器的同相輸入端作為多階環路控制電路的初級電流采樣反饋端。

進一步地，快速環路包括pwm比較器、鋸齒信號發生器；pwm比較器的同相輸入端接鋸齒信號發生器的輸出端，反相輸入端接誤差放大器的輸出端，pwm比較器的輸出端接鎖存器的s輸入端；

慢速環路包括限幅跟隨器、第一開關電容網絡、峰值電流基準模塊；限幅跟隨器的輸入端接誤差放大器的輸出端，輸出端接第一開關電容網絡的輸入端，第一開關電容網絡的輸出端接峰值電流基準模塊的輸入端，峰值電流模塊的輸出接峰值電流比較器的反相輸入端；誤差放大器的輸出信號經過限幅跟隨器，最大最小值被限幅后的誤差信號輸入到第一開關電容網絡進行積分迭代；

dc環路包括第二開關電容網絡，第一開關電容網絡積分后的信號經過第二開關電容網絡進行積分迭代。

具體地，第一開關電容網絡包括電容c222、c223和電控開關k224；電容c222的一端接限幅跟隨器的輸出端并通過電控開關k224接電容c223的一端，電容c223的一端作為第一開關電容網絡的輸出端；電容c222和c223的另一端均接初級地。

更進一步地，第一開關電容網絡在每一個pwm開關周期進行一次積分迭代。

具體地，第二開關電容網絡包括電控開關k231和k232、電容c233、c234；電控開關k231的一端接第一開關電容網絡的輸出端，另一端接電控開關k232的一端和電容c233的一端，電容c233的另一端接初級地；電控開關k232的另一端接電容c234的一端并連接線纜壓降補償模塊；電容c234的另一端接初級地。

更進一步地，開關k231和k232控制信號是互為反向的窄脈沖信號，將第一開關電容網絡積分后的信號通過開關k231和k232逐周期向電容c233和c234傳遞信號，一個pwm開關周期傳遞一次。

更進一步地，慢速環路與快速環路具有相同的直流增益；慢速環路的-3db帶寬比快速環路小，慢速環路的頻率響應低于快速環路的頻率響應；

dc環路與慢速環路具有相同的直流增益；dc環路的-3db帶寬比慢速環路小，dc環路的頻率響應低于慢速環路的頻率響應。

更優地，在第一開關電容網絡兩端和第二開關電容網絡中開關k232的兩端并聯加速支路；所述加速支路包括并聯的兩個極性方向相反的二極管。

本發明的優點在于：本發明提供的多階環路控制優化了快速動態響應和環路穩定的矛盾，在提升快速動態響應的同時，也提高了系統穩定性以及系統輸出精度；本發明能大大地簡化系統應用設計及降低系統外圍成本。

附圖說明

圖1為本發明的電原理圖。

圖2為本發明的環路控制單元的電原理圖。

圖3為本發明的多階環路頻率響應示意圖。

圖4為本發明的慢速環路和dc環路頻率響應加速原理圖。

具體實施方式

下面結合具體附圖和實施例對本發明作進一步說明。

圖1是一種原邊反饋反激式開關電源（以下簡稱開關電源）的原理圖，該開關電源包括了本發明的原邊反饋開關電源多階環路控制電路120（以下簡稱多階環路控制電路120），以及適當的外圍元件；

該開關電源中，主要由二極管d101、d102、d103、d104組成輸入整流橋，母線直流電容c105主要起濾波作用；變壓器t106的初級異名端接整流橋的輸出端，初級同名端接功率開關管n1的漏極，開關管n1的源極接初級采樣電阻rcs的一端，初級采樣電阻rcs的另一端接初級地；變壓器t106的次級同名端接二極管d105陽極，二極管d105的陰極作為開關電源的正輸出端，變壓器t106的次級異名端作為開關電源的負輸出端；電容c3和電阻r3并聯在開關電源的正、負輸出端間；二極管d105、電容c3和電阻r3構成輸出整流濾波組件107；輔助繞組的電壓通過兩個分壓電阻r1和r2分壓后，作為表示次級電壓的反饋信號108；

多階環路控制電路120包括采樣保持模塊121、基準模塊122、誤差放大器123、環路控制單元124、線纜壓降補償模塊125、電流源126、峰值電流比較器130、驅動電路131、鎖存器132；

采樣保持模塊121的輸入端用于采樣表示變壓器次級電壓的反饋信號并保持；其通過變壓器次級線圈和輔助線圈的耦合關系，在變壓器t106退磁階段，從輔助線圈采樣表示次級電壓的反饋信號108并保持；采樣保持模塊121的輸出端接誤差放大器123的反相輸入端，誤差放大器123的同相輸入端接基準模塊122的輸出端，誤差放大器123的輸出端接環路控制單元124的輸入端；

采樣保持模塊121輸出的采樣保持信號為誤差放大器123的負反饋輸入，采樣保持信號與基準電壓信號經過誤差放大器123處理，輸出誤差信號來判斷環路調節方向，當輸出誤差信號變高，表示輸出負載加重，當輸出誤差信號變低，表示輸出負載變輕；

環路控制單元124包括快速環路210、慢速環路220和dc環路230，它們具有相同的低頻增益和不同的截止頻率；快速環路的頻率響應速度由誤差放大器123的頻率響應速度決定，慢速環路和dc環路的響應速度由開關頻率和電容比例決定；

快速環路210控制開關電源的開關頻率（即工作頻率）的變化，快速環路210的輸出端接鎖存器132的s輸入端；慢速環路220控制開關電源的峰值電流閾值的變化，慢速環路220的輸出端接峰值電流比較器130的反相輸入端；dc環路230控制誤差放大器123的失調、開關電源的輸出線補電壓的變化，dc環路230的輸出端接線纜壓降補償模塊125，線纜壓降補償模塊125接電流源126，電流源126的輸出接采樣保持模塊121的輸入端；

鎖存器132的r輸入端接峰值電流比較器130的輸出端，鎖存器132的q輸出端接驅動電路131的輸入端，驅動電路131的輸出端作為多階環路控制電路的驅動端，用于連接開關管n1的柵極；峰值電流比較器130的同相輸入端作為多階環路控制電路的初級電流采樣反饋端，用于連接初級采樣電阻rcs；

如圖2所示，

快速環路210包括pwm比較器213、鋸齒信號發生器212；pwm比較器213的同相輸入端接鋸齒信號發生器212的輸出端，反相輸入端接誤差放大器123的輸出端，pwm比較器213的輸出端接鎖存器132的s輸入端；

誤差放大器123的輸出信號211與鋸齒信號通過pwm比較器213進行調制，產生pwm信號控制功率開關管n1的開關；pwm比較器213的輸出信號214對鎖存器132進行置位，其輸出信號經過驅動電路131后驅動功率開關管n1，直到峰值電流比較器130的輸出復位鎖存器132，功率開關管n1關斷，等待下一個開關周期；該信號鏈路控制開關電源工作頻率的高低變化，為系統控制快速環路；

慢速環路220包括限幅跟隨器221、第一開關電容網絡、峰值電流基準模塊225；限幅跟隨器221的輸入端接誤差放大器123的輸出端，輸出端接第一開關電容網絡的輸入端，第一開關電容網絡的輸出端接峰值電流基準模塊225的輸入端，峰值電流模塊225的輸出端接峰值電流比較器130的反相輸入端；

其中第一開關電容網絡包括電容c222、c223和電控開關k224；電控開關k224受控于窄脈沖信號；電容c222的一端接限幅跟隨器221的輸出端并通過電控開關k224接電容c223的一端，電容c223的一端作為第一開關電容網絡的輸出端；電容c222和c223的另一端均接初級地；

誤差放大器123的輸出信號211經過限幅跟隨器221，最大最小值被限幅后的誤差信號輸入到由電容和開關組成的第一開關電容網絡進行積分處理，每一個pwm開關周期進行一次積分迭代；第一開關電容網絡積分后的信號通過峰值電流基準模塊225產生峰值電流基準電壓，與初級采樣電阻rcs上的壓降進行比較，產生功率開關管n1關斷信號；慢速環路220與快速環路210具有相同的直流增益；慢速環路220的頻率響應決定于電容比例及開關頻率，其頻率響應低于快速環路210的頻率響應；慢速環路220可控制開關電源的峰值電流的大??；第一開關電容網絡所在的鏈路構成了系統慢速環路；

具體而言，誤差放大器123的輸出信號211經過限幅跟隨器221，輸出限幅信號通過電容c222進行保存，開關k224連接電容c222和c223，在一個開關周期內短暫導通一次，電容c222與電容c223在開關k224導通時間內做一次積分運算，實現電容c222上的信號向電容c223傳遞；電容c223上的信號通過峰值電流基準模塊225分壓處理后，產生信號226作為峰值電流比較器130的參考電壓。

dc環路230包括第二開關電容網絡，具體包括電控開關k231和k232、電容c233、c234；電控開關k231的一端接第一開關電容網絡的輸出端，另一端接電控開關k232的一端和電容c233的一端，電容c233的另一端接初級地；電控開關k232的另一端接電容c234的一端并連接線纜壓降補償模塊125；電容c234的另一端接初級地；

第一開關電容網絡積分后的信號經過第二開關電容網絡進行積分迭代；dc環路230與慢速環路220具有相同的直流增益；dc環路230的頻率響應低于慢速環路220的頻率響應；第一開關電容網絡所在鏈路構成了系統的dc環路，控制開關電源中誤差放大器123的失調電壓和系統線補電流等直流分量。

具體地，開關k231和k232控制信號是互為反向的窄脈沖信號，將電容c223上的信號通過開關k231和k232逐周期向電容c233和c234傳遞信號，一個系統開關周期傳遞一次，在多個系統開關周期后，電容c234上的信號接近電容c223上的信號；電容c234上信號與電容c223上信號低頻增益相同，截止頻率更低，構成開關電源控制系統的dc環路；信號235控制開關電源的誤差放大器123失調電壓、輸出線補電壓等直流分量。

圖3是本發明實施例多階環路頻率響應示意圖。圖3中所示的信號301、302和303分別對應快速環路、慢速環路和dc環路的頻率響應特征曲線；它們具有相同的低頻增益，快速環路頻率曲線301的截止頻率最高，慢速環路頻率曲線302的截止頻率次之，dc環路頻率曲線303的截止頻率最低。

作為本發明的一種更優的實施方式，如圖4所示，可以在第一開關電容網絡兩端和第二開關電容網絡中開關k232的兩端分別并聯加速支路；所述加速支路包括并聯的兩個極性方向相反的二極管，如圖4中的二極管d401和d402，二極管d403和d404；此措施可進一步提高系統環路的動態響應；當加速支路滿足條件時，環路中第一開關電容網絡和第二開關電容網絡的環路響應與快速環路響應截止頻率相同，此時慢速環路和dc環路分別轉化成快速環路；當加速支路不滿足條件時，第一開關電容網絡截止頻率比快速環路低，第二開關電容網絡截止頻率最低。

具體而言，圖4中信號411和412表示慢速環路積分電容的信號節點，兩個信號之間并聯兩個背靠背二極管d401和d402；當慢速環路節點411和412之間的電壓壓差超過二極管壓降時，節點信號411與412開始跟隨，并保持一個二極管電壓壓降；當慢速環路節點411和412之間的電壓壓差小于二極管壓降時，節點信號411與412的跟隨特性自動退出，環路頻率響應加速過程自動退出。同樣，圖4中信號421和422之間并聯的兩個背靠背二極管d403和d404，作為dc環路的加速支路，提高頻率響應。

峰值電流比較器130通過比較功率管端初級采樣電阻rcs的壓降和峰值電流閾值電壓，輸出高低電平信號來控制功率開關管n1的關斷。驅動電路131將pwm弱信號轉換為強信號，驅動功率開關管n1。