本實用新型涉及PWM調制技術領域，具體地說是一種五段式SVPWM調制系統。

背景技術：

三相逆變是通過逆變電路把直流電轉變成三相交流電的過程，三相逆變在新能源的開發、電力有源濾波器、無功發生器、光伏、風能、儲能電池等設備中被廣泛應用。三相逆變通常采用如圖1所示的逆變橋電路(或稱逆變器電路)，在逆變橋電路中具有六只功率開關器件T1～T6，C₁～C₆分別是六只功率開關器件的驅動信號，u、v、w為逆變橋電路輸出的三相相電壓，U_dc是逆變橋電路的直流電壓。通過控制電路對逆變橋電路進行有序控制，使逆變橋電路輸出三相交流電。

SVPWM(空間矢量脈寬調制，Space Vector Pulse Width Modulation)調制技術是在三相逆變過程中，產生三相逆變橋電路中六只功率開關器件的驅動信號C₁～C₆，用所產生的驅動信號控制六只功率開關器件，最終使逆變電路輸出三相交流電。

將逆變電路輸出的三相相電壓u、v、w分別加在空間上互差120°的三相平面靜止坐標系上，可以定義三個電壓空間矢量u(t)、v(t)、w(t)，它們的方向始終在各相的軸線上，而大小則隨時間按正弦規律做變化，時間相位互差120°，如圖2所示。假設U_m為相電壓的有效值，f為電源頻率，則有：

u(t)＝U_mcos(θ) (1)

v(t)＝U_mcos(θ-2π/3) (2)

w(t)＝U_mcos(θ+2π/3) (3)

其中，θ＝2πft＝ωt，三相電壓空間矢量相加的合成空間矢量U(t)可以表示為：

可見，U(t)是一個旋轉的空間矢量，它的幅值為相電壓峰值U_m的1.5倍，且以角頻率ω＝2πf按逆時針方向勻速旋轉；空間矢量U(t)在三相坐標軸上的投影就是對稱的三相正弦量。

三相逆變的原理就是使圖1中逆變橋電路輸出的u、v、w合成的矢量V_ref盡量模擬圖2中的矢量圓。在圖1中，六只功率開關器件可分為三個橋臂，分別為u臂、v臂和w臂，三個橋臂均工作在開關狀態；每一橋臂的兩器件不能全通，也不能全閉；定義上開下關為1，上關下開為0。這樣，u臂、v臂、w臂的工作狀態可分為(001)、(010)、(011)、(100)、(101)、(110)六個基本矢量，以及(000)、(111)兩個零矢量。可以理解零矢量時逆變橋電路不輸出能量，六個基本矢量組成了基本矢量空間。六個基本矢量把基本矢量空間分割成六個區間：它們分別是I、Ⅱ、Ⅲ、Ⅳ、Ⅴ、Ⅵ區間，如圖3所示。把一個輸出逆變周期等分成六個扇區，一個扇區分成n等分，每一份就是一個調制周期(或稱開關周期)，即：一個扇區內包含n個調制周期。

結合圖4，SVPWM調制原理的四個基本公式如下：

T_s＝T_k+T_k+1+T₀ (6)

式(7)和(8)適用于第I扇區；在其他扇區內，由于θ角度的不同，因此式(7)和(8)會有差異。上面四個式子中，V_ref為合成的矢量(或稱參考電壓矢量，亦即旋轉矢量)，V₀為零矢量(000)或(111)，T_s為SVPWM調制周期，T_k為矢量V_k所作用的時間，T_k+1為矢量V_k+1所作用的時間，T₀為矢量V₀所作用的時間。在第I扇區內，V_k為(100)，V_k+1為(110)；在Ⅱ扇區內，V_k為(110)，V_k+1為(010)；在第Ⅲ扇區內，V_k為(010)，V_k+1為(011)；在第Ⅳ扇區內，V_k為(011)，V_k+1為(001)；在第Ⅴ扇區內，V_k為(001)，V_k+1為(101)；在第Ⅵ扇區內，V_k為(101)，V_k+1為(100)。參考電壓矢量V_ref旋轉到某一扇區內的某一角度θ時，其是該扇區相鄰矢量V_k、V_k+1和零矢量V₀在這個調制周期內共同作用的結果，其數值大小等于三個矢量分別乘其作用時間T_k、T_k+1和T₀與調制周期T_s比值之和。U_dc為逆變系統的直流母線電壓。

SVPWM的理論基礎是平均值等效原理，即在一個開關周期內通過對基本電壓矢量加以組合，使其平均值與給定電壓矢量相等，見公式(5)及圖4。在某個時刻，電壓矢量旋轉到某個區域中，可由組成這個區域的兩個相鄰的非零矢量和零矢量在時間上的不同組合來得到，見公式(5)和(6)。兩個相鄰矢量的作用時間在一個開關周期內分多次施加，從而控制各個電壓矢量的作用時間，見公式(7)和(8)，使電壓空間矢量按接近圓的軌跡旋轉。

SVPWM調制的經典方法是七段式調制，把公式(7)和(8)中的參考電壓矢量V_ref分解為α、β直角坐標中的V_α和V_β兩個分量；或利用相差120°的三相信號源，通過Clark變換，轉變成α、β直角坐標中的V_α和V_β兩個分量，然后利用V_α和V_β控制SVPWM過程。

SVPWM七段式調制是現有技術中應用最為廣泛、總諧波(THD)含量最低的一種方法。但是，利用參考電壓矢量V_ref和公式(7)和(8)直接控制SVPWM調制涉及到大量三角函數運算，比較繁瑣。

技術實現要素：

本實用新型的目的就是提供一種五段式SVPWM調制系統，該系統結構簡單，利用極坐標ρ、θ控制SVPWM調制的過程，調制時只需輸入有限的幾個三角函數值即可完成調制，不僅解決了七段式調制運算復雜、繁瑣的問題，而且逆變效果仿真分析總諧波略高于經典的七段式調制方法。

本實用新型的目的是這樣實現的：一種五段式SVPWM調制系統，包括四個輸入端、一個輸出端、模2計數器、模6計數器、兩路選擇開關、第一常數端、第二常數端、第一加法器、第二加法器、減法器、第一比較器、第二比較器、三個六路選擇開關以及三個反向器；

四個輸入端分別為：輸入離散的采樣值的第一輸入端，輸入離散的采樣值x_(k+1)i＝sin(Δθi)的第二輸入端，輸入頻率為6f的方波信號的第三輸入端，輸入周期為T_s的單位幅值的等腰三角形鋸齒波信號的第四輸入端；其中，Δθ＝π/3×n，n為基本矢量空間六個扇區中每一扇區內的SVPWM調制波個數，f為逆變器的輸出頻率，T_s為SVPWM調制周期；

第一輸入端和第二輸入端分別接兩路選擇開關的兩個輸入端，第三輸入端經模2計數器后與兩路選擇開關的控制端相接，在模2計數器的控制下，在奇扇區內，兩路選擇開關輸出x_ki；在偶扇區內，兩路選擇開關輸出x_(k+1)i；

第一輸入端和第二輸入端分別接第一加法器的兩個輸入端，第一加法器的輸出端接減法器的一個輸入端，減法器的另一輸入端接第二常數端，第二常數端輸出1，減法器的輸出端輸出V_a，且V_a＝x_0i＝1-(x_ki+x_(k+1)i)；

減法器的輸出端分別與第一比較器和第二加法器的輸入端相接，第二加法器的另一輸入端接兩路選擇開關的輸出端，第二加法器的輸出端與第二比較器的輸入端相接；第二加法器的輸出端輸出V_b，且在奇扇區內，V_b＝x_0i+x_ki；在偶扇區內，V_b＝x_0i+x_(k+1)i；

第四輸入端分別與第一比較器和第二比較器的輸入端相接，第一比較器用于對V_a與單位幅值的等腰三角形鋸齒波進行比較，當單位幅值的等腰三角形鋸齒波小于V_a時，輸出0，否則輸出1；第二比較器用于對V_b與單位幅值的等腰三角形鋸齒波進行比較，當單位幅值的等腰三角形鋸齒波小于V_b時，輸出0，否則輸出1；

第一常數端輸出0，第一比較器、第二比較器、第一常數端的輸出端分別與三個六路選擇開關的輸入端相接；第三輸入端經模6計數器后分別與三個六路選擇開關的控制端相接，在模6計數器的控制下，三個六路選擇開關選擇性輸出第一比較器、第二比較器和第一常數端以排列形式輸出的信號；

三個六路選擇開關的輸出端一方面與輸出端相接，另一方面各經一個反向器后與輸出端相接，輸出端輸出用于驅動逆變器電路中六只功率開關器件的六路驅動信號。

上述五段式SVPWM調制系統還可以包括第一乘法器和第二乘法器；第一輸入端經所述第一乘法器后分別與兩路選擇開關和第一加法器相接，第二輸入端經所述第二乘法器后分別與兩路選擇開關和第一加法器相接；第一乘法器用于使第一輸入端輸入的采樣值x_ki擴大a倍，第二乘法器用于使第二輸入端輸入的采樣值x_(k+1)i擴大a倍，且0＜a＜1。

上述五段式SVPWM調制系統對應零矢量為V₀(000)時的五段式SVPWM調制波形，若依照零矢量為V₇(111)時的五段式SVPWM調制波形，所得五段式SVPWM調制系統的電路結構如下：

一種五段式SVPWM調制系統，包括四個輸入端、一個輸出端、模2計數器、模6計數器、兩路選擇開關、第一常數端、第二常數端、第一加法器、第二加法器、減法器、第一比較器、第二比較器、三個六路選擇開關以及三個反向器；

四個輸入端分別為：輸入離散的采樣值x_(k+1)i＝sin(Δθi)的第一輸入端，輸入離散的采樣值的第二輸入端，輸入頻率為6f的方波信號的第三輸入端，輸入周期為T_s的單位幅值的等腰三角形鋸齒波信號的第四輸入端；其中，Δθ＝π/3×n，n為基本矢量空間六個扇區中每一扇區內的SVPWM調制波個數，f為逆變器的輸出頻率，T_s為SVPWM調制周期；

第一輸入端和第二輸入端分別接兩路選擇開關的兩個輸入端，第三輸入端經模2計數器后與兩路選擇開關的控制端相接，在模2計數器的控制下，在奇扇區內，兩路選擇開關輸出x_(k+1)i；在偶扇區內，兩路選擇開關輸出x_ki；

第一輸入端和第二輸入端分別接第一加法器的兩個輸入端，第一加法器的輸出端接減法器的一個輸入端，減法器的另一輸入端接第二常數端，第二常數端輸出1，減法器的輸出端輸出V_a，且V_a＝x_0i＝1-(x_ki+x_(k+1)i)；

減法器的輸出端分別與第一比較器和第二加法器的輸入端相接，第二加法器的另一輸入端接兩路選擇開關的輸出端，第二加法器的輸出端與第二比較器的輸入端相接；第二加法器的輸出端輸出V_b，且在奇扇區內，V_b＝x_0i+x_(k+1)i；在偶扇區內，V_b＝x_0i+x_ki；

第四輸入端分別與第一比較器和第二比較器的輸入端相接，第一比較器用于對V_a與單位幅值的等腰三角形鋸齒波進行比較，當單位幅值的等腰三角形鋸齒波小于V_a時，輸出1，否則輸出0；第二比較器用于對V_b與單位幅值的等腰三角形鋸齒波進行比較，當單位幅值的等腰三角形鋸齒波小于V_b時，輸出1，否則輸出0；

第一常數端輸出1，第一比較器、第二比較器、第一常數端的輸出端分別與三個六路選擇開關的輸入端相接；第三輸入端經模6計數器后分別與三個六路選擇開關的控制端相接，在模6計數器的控制下，三個六路選擇開關選擇性輸出第一比較器、第二比較器和第一常數端以排列形式輸出的信號；

三個六路選擇開關的輸出端一方面與輸出端相接，另一方面各經一個反向器后與輸出端相接，輸出端輸出用于驅動逆變器電路中六只功率開關器件的六路驅動信號。

這個技術方案中，也可以如第一個技術方案所述增加第一乘法器和第二乘法器；第一輸入端經所述第一乘法器后分別與兩路選擇開關和第一加法器相接，第二輸入端經所述第二乘法器后分別與兩路選擇開關和第一加法器相接；第一乘法器用于使第一輸入端輸入的采樣值x_(k+1)i擴大a倍，第二乘法器用于使第二輸入端輸入的采樣值x_ki擴大a倍，且0＜a＜1。

經典七段式SVPWM調制方法是無論輸入何種方式的控制信號，最后控制信號均轉換成αβ兩軸直角坐標方式，由參考電壓矢量V_ref在αβ軸上的投影來控制SVPWM調制過程。本實用新型利用極坐標ρ、θ控制SVPWM調制的過程，在這里ρ是參考電壓矢量V_ref，θ是V_ref的移相角，相當于逆變器輸出的ωt。由公式由于U_dc是逆變器直流，是常數，因此通過調整a，可達到調整V_ref的目的，V_ref是逆變器輸出三相電壓矢量和后的幅值，稱參考電壓矢量。以三角函數的形式輸入移相角θ＝ωt，采用適當的推導后，可以看出六個扇區具有相同的輸入，這些輸入均為離散的三角函數值，并且僅需要第一扇區有限個離散的三角函數值，即可完成SVPWM調制。本實用新型采樣歸一化后可以簡化計算，使SVPWM調制非常簡單，更適合解耦控制。而且，在一個調制周期內，切換逆變器狀態四次，開關損耗低于七段式調制。

本實用新型的優點是簡化了傳統SVPWM調制的大量繁瑣計算，如果采用硬件調制，其過程調制是僅輸入有限的幾個三角函數值，即可完成SVPWM調制；按照這個硬件結構的基礎，也可以將此方法移植到軟件調制。查閱國內文獻，本實用新型為最簡SVPWM調制電路。

附圖說明

圖1是三相逆變橋電路的主回路示意圖。

圖2是逆變電路輸出三相相電壓在三相平面靜止坐標系上的示意圖。

圖3是六個基本矢量組成的基本矢量空間的示意圖。

圖4是合成的參考電壓矢量在基本矢量空間第一扇區內與相鄰矢量零矢量之間的關系示意圖。

圖5是零矢量為V₀(000)時的五段式SVPWM調制在基本矢量空間的調制波形；其中，圖5(a)是第I扇區調制波形，圖5(b)是第Ⅱ扇區調制波形，圖5(c)是第Ⅲ扇區調制波形，圖5(d)是第Ⅳ扇區調制波形，圖5(e)是第Ⅴ扇區調制波形，圖5(f)是第Ⅵ扇區調制波形。

圖6是零矢量為V₇(111)時的五段式SVPWM調制在基本矢量空間的調制波形；其中，圖6(a)是第I扇區調制波形，圖6(b)是第Ⅱ扇區調制波形，圖6(c)是第Ⅲ扇區調制波形，圖6(d)是第Ⅳ扇區調制波形，圖6(e)是第Ⅴ扇區調制波形，圖6(f)是第Ⅵ扇區調制波形。

圖7是在一個調制周期內采樣值x_ki、x_(k+1)i、x_0i與T_ki、T_(k+1)i、T_0i之間的對應關系示意圖。

圖8是圖5中五段式SVPWM調制波形在第一扇區的波形以及與之相對應的、幅值為1的等腰三角形兩者之間的關系示意圖。

圖9是本實用新型所提供的五段式SVPWM調制系統的電路結構示意圖。

圖10中，圖10(a)是第三輸入端輸入的頻率為300Hz的方波信號示意圖，圖10(b)是模2計數器輸出的頻率為150Hz的方波信號示意圖，圖10(c)是模6計數器輸出的頻率為50Hz的階梯狀信號示意圖。

圖11是本實用新型仿真所得未濾波的4個周期的三相線電壓波形示意圖。

圖12是本實用新型仿真所得未濾波的1個周期的三相線電壓波形示意圖。

圖13是本實用新型仿真所得濾波后的4個周期的三相線電壓波形示意圖。

圖14是本實用新型仿真所得三相相電壓的波形示意圖。

具體實施方式

本實用新型提供了一種五段式SVPWM調制系統。本實用新型是在SVPWM調制基本原理的基礎上，在傳統五段式SVPWM的調制波形的基礎上完成的。本實用新型具體是提供了SVPWM生成調制波的計算方法以及它的SVPWM調制硬件電路結構，根據硬件結構和設計方法可以移植為SVPWM軟件調制方案。

在七段式SVPWM調制中，零矢量V₀(000)和V₇(111)均出現，各占50％。而在五段式SVPWM調制中，可以僅使用零矢量V₀(000)，也可以僅使用V₇(111)。參見圖5和圖6，圖5和圖6均示出了五段式SVPWM調制波形，所不同的是，圖5中對應零矢量為V₀(000)，圖6中對應零矢量為V₇(111)。圖5和圖6中只示出了用于驅動逆變橋電路的三個橋臂中上功率開關器件的驅動波形C₁-C₃，下功率開關器件的驅動波形C₄-C₆是驅動波形C₁-C₃的非。調制波形規定了參考電壓矢量V_ref在每個扇區，在一個SVPWM調制周期T_s內，相鄰矢量V_k、V_k+1和零矢量(V₀、V₇)作用的順序，時間分配的比率。隨參考電壓矢量V_ref的旋轉角度或位置不同，相鄰矢量V_k、V_k+1的作用時間T_k、T_k+1是不斷變化的，但調制波形的基本構成不變。

在不同的扇區，參考電壓矢量V_ref所對應的相鄰矢量V_k、V_k+1是不同的。參考電壓矢量V_ref在第I扇區(0-60°)內，V_k為(100)，V_k+1為(110)；在Ⅱ扇區(60°-120°)內，V_k為(110)，V_k+1為(010)；在第Ⅲ扇區(120°-180°)內，V_k為(010)，V_k+1為(011)；在第Ⅳ扇區(180°-240°)內，V_k為(011)，V_k+1為(001)；在第Ⅴ扇區(240°-300°)內，V_k為(001)，V_k+1為(101)；在第Ⅵ扇區(300°-360°)內，V_k為(101)，V_k+1為(100)。

本實用新型所提供的SVPWM調制系統(也可稱調制電路)，由于是數字調制，只需輸入離散的、有限的幾個正弦信號采樣點值即可完成SVPWM調制。其過程是：

在基本矢量空間六個扇區共有等間隔采樣點M＝6n，相當于360°一周的采樣點數；n為每個扇區的采樣點數，則采樣間隔為如果逆變器輸出頻率為f，則調制頻率為f_s＝6nf，調制周期為例如，當f＝50Hz，n＝12，則采樣間隔Δθ＝5°，SVPWM調制頻率為f_s＝3.6KHz，調制周期為

下面以第I扇區為例，介紹SVPWM調制方法。

在基本矢量空間的第一扇區，即0-60°，用單位幅值的等腰三角形鋸齒波對正弦信號做規則采樣。正弦信號的采樣值分別為：

x_(k+1)i＝sin(Δθi)，i＝0～n (10)

其中，Δθ為采樣間隔。實際上，采樣值就是相應點Δθi和的三角函數值。

由公式(9)、(10)可以看出，有：

x_(k+1)i＝x_k(n-i)，i＝0～n (12)

所以，實際SVPWM調制中，當n＝12時，僅需輸入x_ki的13個三角函數值，即可完成調制，13個x_(k+1)i可以通過公式(12)推導獲得，13個x_0i可以通過公式(11)計算獲得。

SVPWM調制原理的四個基本公式如下：

T_s＝T_k+T_k+1+T₀ (6)

設a為幅度系數，且當a＝1時，比值和具有最大值，參考電壓矢量V_ref具有最大幅值，逆變器輸出也為最大值；當a＝0時，參考電壓矢量V_ref為零，逆變器輸出最小。調整a值可以獲得不同的參考電壓矢量V_ref，V_ref的幅值是可調的，同時可使逆變器獲得不同的輸出。V_ref相當于基于極坐標控制中的旋轉矢量ρ。

當V_ref旋轉到θi時，在Δθ間隔內，相當于SVPWM的一個調制周期T_s內，采樣值x_ki、x_(k+1)i、x_0i就是相應的相鄰矢量持續時間T_ki、T_(k+1)i和T_0i與調制周期T_s在a＝1時的比值，具體公式如下：

x_0i＝1-a(x_ki+x_(k+1)i)。 (16)

如圖7所示，當采樣點為θ_i時，用相似三角形圖解了x_ki、x_(k+1)i、x_0i與T_ki、T_(k+1)i、T_0i之間的對應關系，證明了公式(13)～(16)成立。隨著θ_i的變化，比值x_ki、x_(k+1)i以及相鄰向量的持續時間T_ki、T_(k+1)i均發生變化。

如果逆變器輸出頻率為f＝50Hz，SVPWM調制頻率為f_s，輸出一個周波內有M＝(f_s/f)個SVPWM調制波，一個扇區內分配n＝(M/6)個SVPWM調制波。

例如，當n＝12時，在一個扇區內有12個SVPWM調制波；M＝6n＝72，一個周波內有72個SVPWM調制波，SVPWM調制頻率為f_s＝72×50＝3.6KHz，采樣間隔Δθ＝5°。

由公式(9)i＝0～n；可得：

x_k0＝sin60°、x_k1＝sin55°、x_k2＝sin50°、x_k3＝sin45°、x_k4＝sin40°、x_k5＝sin35°、x_k6＝sin30°、x_k7＝sin25°、x_k8＝sin20°、x_k9＝sin15°、x_k10＝sin10°、x_k11＝sin5°、x_k12＝sin0°。

由公式(12)x_(k+1)i＝x_k(n-i)，i＝0～n，推導出：

x_(k+1)0＝sin0°、x_(k+1)1＝sin5°、x_(k+1)2＝sin10°、x_(k+1)3＝sin15°、x_(k+1)4＝sin20°、x_(k+1)5＝sin25°、x_(k+1)6＝sin30°、x_(k+1)7＝sin35°、x_(k+1)8＝sin40°、x_(k+1)9＝sin45°、x_(k+1)10＝sin50°、x_(k+1)11＝sin55°、x_(k+1)12＝sin60°。

由公式(11)i＝0～n，計算出：x₀₀、x₀₁、x₀₂、x₀₃、x₀₄、x₀₅、x₀₆、x₀₇、x₀₈、x₀₉、x₀₁₀、x₀₁₁、x₀₁₂。

可以看出，在n＝12的SVPWM調制過程中，調制電路僅輸入x_ki的13個三角函數值即可完成SVPWM調制，其它x_0i、x_(k+1)i值可通過推導和計算獲得。當然，x_(k+1)i值也可通過公式(10)計算得知。

在基于極坐標的控制中，旋轉矢量ρ的角度θ＝ωt也作為一個控制參量，在本實用新型中，用θ的正弦函數x_ki、x_(k+1)i、x_0i做控制參量；x_ki、x_(k+1)i、x_0i已經包含了角度信息。

其它五個扇區可重復使用這些數據。

參見圖8，圖8所示為圖5中五段式SVPWM調制波形在第一扇區的波形以及與之相對應的、幅值為1的等腰三角形兩者之間的關系示意圖。以第一扇區為例如何獲得比較參數(或稱比較門限參數)V_a、V_b，需要找出向量作用時間T_k、T_(k+1)、T₀與波形的占空比T_a、T_b以及采樣值x_ki、x_(k+1)i、x_0i與比較門限參數V_a、V_b之間的對應關系。

由圖8，可得出：

公式(18)適用于奇扇區，即適用于第I、Ⅲ、Ⅴ區間；公式(19)適用于偶扇區，即適用于第Ⅱ、Ⅳ、Ⅵ扇區。這是因為，由圖5中調制波形可以看出，在基本矢量空間的六個扇區中，奇偶扇區的V_k和V_k+1的切換順序是不一樣的。本實用新型中可用兩路選擇開關切換V_k和V_k+1，300Hz兩分頻后為奇偶扇區控制信號，用于V_k和V_k+1切換控制。

結合圖7，可得出：

V_a＝x_0i (20)

V_b＝x_0i+x_ki (21)

V_b＝x_0i+x_(k+1)i (22)

公式(21)適用于奇扇區，公式(22)適用于偶扇區。

由于圖5中第一扇區內，有一個調制波始終為低電平，因此令V_c＝0，用電壓比較器輸入單位幅度周期為T_s的等腰三角形鋸齒波與V_a、V_b、V_c分別比較后，即可獲得圖5中第一扇區的SVPWM調制波形。圖5中其它扇區的SVPWM調制方法與第一扇區相同。

根據圖5中調制波形所獲得的五段式SVPWM調制系統的電路結構如圖9所示，該電路結構具體包括：第一輸入端1、第二輸入端2、第三輸入端3、第四輸入端4、輸出端5、模2計數器6，模6計數器7、第一乘法器8、第二乘法器9、兩路選擇開關10、第一常數端11、第二常數端12、第一加法器13、第二加法器14、減法器15、第一比較器16、第二比較器17、第一六路選擇開關18、第二六路選擇開關19、第三六路選擇開關20、第一反向器21、第二反向器22、第三反向器23。

第一輸入端1輸入的是離散的采樣值x_ki，采樣間隔n為基本矢量空間六個扇區中每一扇區內的SVPWM調制波個數，i＝0～n；第二輸入端2輸入的是離散的采樣值x_(k+1)i，x_(k+1)i＝sin(Δθi)，采樣間隔第三輸入端3輸入的是方波信號，方波信號的頻率是逆變器輸出頻率f的6倍，如圖10(a)所示，如果逆變器輸出頻率f＝50Hz，則第三輸入端3輸入的方波信號的頻率是300Hz；第四輸入端4輸入的是單位幅值(即幅值是1)的等腰三角形鋸齒波信號，且第四輸入端4輸入的等腰三角形鋸齒波信號的周期為T_s，頻率為f_s，T_s即是SVPWM調制周期，f_s是SVPWM調制頻率。

第一輸入端1經第一乘法器8后分別與兩路選擇開關10和第一加法器13的輸入端相接，第一乘法器8可使得第一輸入端1輸入的采樣值x_ki擴大a倍，a為幅度系數，且0＜a＜1，本實施例中a為0.9。第二輸入端2經第二乘法器9后分別與兩路選擇開關10和第一加法器13的輸入端相接，第二乘法器9可使得第二輸入端2輸入的采樣值x_(k+1)i擴大a倍。其他實施例中可以不設置第一乘法器8和第二乘法器9，即a＝1。

第三輸入端3連接模2計數器6的輸入端，模2計數器6輸出頻率為3f的方波信號，如圖10(b)所示，即模2計數器6輸出的方波信號的周期是第三輸入端3輸入的方波信號周期的2倍，模2計數器6的輸出端與兩路選擇開關10的控制端相接，當模2計數器6輸出“0”(即對應低電平)時，控制兩路選擇開關10輸出ax_ki；當模2計數器6輸出“1”(即對應高電平)時，控制兩路選擇開關10輸出ax_(k+1)i。模2計數器6輸出“0”時對應第I、Ⅲ、Ⅴ區間，模2計數器6輸出“1”時對應第Ⅱ、Ⅳ、Ⅵ扇區。

第一加法器13用于將第一乘法器8和第二乘法器9輸出的數據進行求和，即使ax_ki與ax_(k+1)i相加；第一加法器13的輸出端連接減法器15的負向輸入端，減法器15的正向輸入端連接第二常數端12，第二常數端12輸出常數1，因此，減法器15的輸出端輸出x_0i＝1-a(x_ki+x_(k+1)i)，此處令V_a＝x_0i。

減法器15的輸出端分別與第一比較器16和第二加法器14的輸入端相接；第二加法器14的另一輸入端與兩路選擇開關10的輸出端相接，第二加法器14輸出V_b，且在奇扇區內，V_b＝x_0i+x_ki，在偶扇區內，V_b＝x_0i+x_(k+1)i。第二加法器14的輸出端與第二比較器17的輸入端相接。

第四輸入端4分別與第一比較器16和第二比較器17的輸入端相接。第一比較器16用于對V_a與單位幅值的等腰三角形鋸齒波進行比較，當單位幅值的等腰三角形鋸齒波小于V_a時，輸出“0”(即低電平)，否則輸出“1”(即高電平)。第二比較器17用于對V_b與單位幅值的等腰三角形鋸齒波進行比較，當單位幅值的等腰三角形鋸齒波小于V_b時，輸出“0”(即低電平)，否則輸出“1”(即高電平)。第一常數端11始終輸出常數“0”，即：第一常數端11始終輸出低電平信號。

第一比較器16、第二比較器17和第一常數端11的輸出端分別與三個六路選擇開關的輸入端相接。每一個六路選擇開關均具有一個控制端和六個輸入端(圖中以0～5六個引腳所示)，第一比較器16、第二比較器17和第一常數端11的輸出端均與三個六路選擇開關中的兩個輸入端相接，例如：圖9中，第一比較器16的輸出端與第一六路選擇開關18中0引腳和5引腳所示的兩個輸入端相接，與第二六路選擇開關19中1引腳和2引腳所示的兩個輸入端相接，與第三六路選擇開關20中3引腳和4引腳所示的兩個輸入端相接；第二比較器17的輸出端與第一六路選擇開關18中1引腳和4引腳所示的兩個輸入端相接，與第二六路選擇開關19中0引腳和3引腳所示的兩個輸入端相接，與第三六路選擇開關20中2引腳和5引腳所示的兩個輸入端相接；第一常數端11的輸出端與第一六路選擇開關18中2引腳和3引腳所示的兩個輸入端相接，與第二六路選擇開關19中4引腳和5引腳所示的兩個輸入端相接，與第三六路選擇開關20中0引腳和1引腳所示的兩個輸入端相接。這樣一來，三個六路選擇開關中，對應輸入端(引腳數字相同的屬于對應輸入端)分別連接第一比較器16、第二比較器17和第一常數端11，且引腳0～5所示的六個對應輸入端所連接的第一比較器16、第二比較器17和第一常數端11形成六種不同的排列形式。

第三輸入端3同時還連接模6計數器7的輸入端，模6計數器7的輸出端分別與三個六路選擇開關的控制端相接。如圖10(c)所示，模6計數器7輸出頻率為f的周期信號，且每一周期內輸出0、1、2、3、4、5六個不同的電平，模6計數器7在每一周期內所輸出的六個不同的電平信號，分別成為控制三個六路選擇開關中六個對應輸入端的觸發開關信號，即：當模6計數器7輸出0電平時，控制三個六路選擇開關中的0引腳的輸入端與輸出端導通；當模6計數器7輸出1電平時，控制三個六路選擇開關中的1引腳的輸入端與輸出端導通；依此類推，由模6計數器7控制三個六路選擇開關輸出相應的信號。

三個六路選擇開關的輸出端均與SVPWM調制系統的輸出端5相接，同時，第一六路選擇開關18的輸出端經第一反向器21后與輸出端5相接，第二六路選擇開關19的輸出端經第二反向器22后與輸出端5相接，第三六路選擇開關20的輸出端經第三反向器23后與輸出端5相接。三個反向器分別用于對其所接收的信號進行取非，因此，最終由輸出端5輸出六路IGBT驅動信號，這六路信號分別用于驅動逆變器電路中的六只功率開關器件。

設置三個反向器，其原因是：由于逆變器每個橋臂上下兩只功率開關器件狀態互補，所以驅動信號互為反向，圖5中六個扇區的波形均為上橋臂三只功率開關器件的驅動信號，反向后為下橋臂三只功率開關器件的驅動信號。

仿真測試

仿照圖9中電路結構在SIMULINK下仿真，與圖9所不同的是，仿真時在第一輸入端1和第二輸入端2輸入的均為連續的模擬正弦信號(0-60°，第一輸入端1輸入的是連續的第二輸入端2輸入的是連續的sinθ)，即：用幅值為(π/3-0)和(0-π/3)的鋸齒波通過sin函數發生器獲得連續的x_ki、x_(k+1)i，而不是離散的正弦信號采樣值。通過仿真結果可證明模擬信號與數字信號具有相同的仿真效果，而在數字電路中，圖9所示的電路結構比較容易實現。

逆變條件：逆變器輸出頻率f＝50Hz，SVPWM調制頻率f_s＝3.6KHz，每周采樣72點，每扇區12點，直流電壓DC540V。測得U_U1V1、U_V1W1、U_W1U1線電壓波形如圖11和圖12所示，圖11和圖12均是未濾波的，圖11是逆變后50Hz，4個周期的線電壓波形圖，圖12是逆變后50Hz，1個周期的線電壓波形圖；接入LCL濾波模塊，測得U_UV、U_VW、U_WU線電壓波形如圖13所示，圖13是濾波后的線電壓波形；測得U_U、U_V、U_W相電壓波形如圖14所示。

上面的描述均是在圖5所示的調制波形的基礎上進行的，依照圖6所示的調制波形，所得五段式SVPWM調制系統的電路結構與圖9中的電路結構稍有區別，具體如下：

1、第一輸入端輸入的是離散的采樣值x_(k+1)i，x_(k+1)i＝sin(Δθi)；第二輸入端輸入的是離散的采樣值x_ki，

2、當模2計數器輸出“0”(即對應低電平)時，控制兩路選擇開關輸出ax_(k+1)i；當模2計數器輸出“1”(即對應高電平)時，控制兩路選擇開關輸出ax_ki。模2計數器輸出“0”時對應第I、Ⅲ、Ⅴ區間，模2計數器輸出“1”時對應第Ⅱ、Ⅳ、Ⅵ扇區。因此，第二加法器輸出V_b，且在奇扇區內，V_b＝x_0i+x_(k+1)i，在偶扇區內，V_b＝x_0i+x_ki。

3、第一常數端始終輸出常數“1”，即輸出高電平信號。

4、第一比較器用于對V_a與單位幅值的等腰三角形鋸齒波進行比較，當單位幅值的等腰三角形鋸齒波小于V_a時，輸出“1”(即高電平)，否則輸出“0”(即低電平)。第二比較器17用于對V_b與單位幅值的等腰三角形鋸齒波進行比較，當單位幅值的等腰三角形鋸齒波小于V_b時，輸出“1”(即高電平)，否則輸出“0”(即低電平)。

依照圖6所示的調制波形所得的五段式SVPWM調制系統的電路結構的其他地方均與圖9所示相同，具體可見圖9。

本實用新型所提供的五段式SVPWM調制方法相比經典的七段式調制要簡單得多，且本實用新型中五段式SVPWM調制系統的電路結構簡單，控制原理有別于經典七段式調制，且逆變仿真分析總諧波(THD)略高于七段式。再有，電路結構中模6計數器的輸入頻率為逆變器輸出頻率的6倍，模6計數器輸出六個不同的狀態以送給三個六路選擇開關，用于選擇六個扇區，這種扇區的選擇比經典的七段式SVPWM調制中的扇區選擇要簡單的多。