專利名稱：低壓直流電源的制作方法
技術領域：
本發明與一種從較高的直流電壓源獲得低壓直流電源的設備有關。
獲得用于各種電子電路的低壓直流電源的標準方法是將交流電源電壓在變壓器中變壓，得到低壓交流電，然后整流。當需要的電流和功率比較大時，這種解決問題的方法有其缺點，在這種情況下，就需要從必要的集中供電單元引出大面積的導體，于是隨著功耗的增加，效率一般是很低的，所引起的損耗必須通過冷卻去除。
本發明的總的目的是得到一種低壓直流電源，它的體積足夠小，以便靠近負載安放，這樣避免了使用長的大面積的導體。
本發明的另一個目的是得到一種低壓直流電源，它允許電流的高頻沖擊，而對主電路不會產生干擾。
本發明的第三個目的是得到一種低損耗的低壓直流電源。
根據本發明，所述的及其它的目的和優點可以通過一種具有較高的直流電壓輸入和低壓直流輸出的低壓直流電源得到，它包括一組變壓單元，每個所說的單元都有與每個所說的直流輸入和輸出相連的端子，每個所說的單元都包括一個變壓器鐵芯，其原邊繞組與所說的直流輸入電壓相連，其副邊繞組與所說的直流輸出電壓相連，并且還包括一個連接網絡，該網絡包括可控開關裝置，用于將所說的直流輸入電壓在一個時鐘脈沖序列的控制下，以變換極性的方式切換到所說的原邊繞組，以及將所說的直流輸出電壓在同一個時鐘脈沖序列的控制下，以變換極性的方式切換到所說的副邊繞組，所說的一組變壓單元共同受到控制，以便進行切換，在某一個時刻，當一個變壓器單元正在進行切換時，至少另一個變壓單元不進行切換。
根據一個最佳實施例，對單元組的每一個來說，都有一個包括四個可控開關的原邊電橋和至少一個副邊電橋，該日副邊電橋也包括四個可控開關。
在一個典型的實例中，這樣的電源可以從300V直流電壓源得到，并輸出5V直流電壓。如果在輸出端有一個快速的沖擊電流，那么在輸入端也會感受到相似的沖擊。該沖擊能有效地被300V輸入端的電容器和/或電感器網絡吸收，其電容量大約為具有相同的沖擊衰減效果但連接在設備輸出端的電容器容量的3600分之一。此外，在所要求的大電容量的情況下，考慮到必然存在于低壓且容量極大的電容器中的串聯電感量，很難獲得同樣的衰減效果。
根據一個最佳實施例，兩個變壓單元構成一個共同的部件，具有鐵氧體磁芯和繞組，開關裝置和安裝在聚合物薄片上的控制電路，該部件與一個具有適當形式的冷卻片相結合。
最好使控制電路不但能處理低載情況，還能處理過載情況。當輸入/輸出和各個繞組之間的連接短時間斷開時，通過負載的輸入電容或輸出端附加的并聯電容器，可以基本上保持直流輸出電壓不變。
雖然對某些應用來說，僅有兩個變壓單元就足夠了，它們錯開時間工作，以致于當一個切換時，另一個總是處于運行狀態，但是在其它的應用中，變壓單元的數目還可以更多，因此任何時候最多只有其中一個切換。于是由于在切換期間一個變壓單元不供電而引起的損失將被多個其它的變壓單元來彌補。
最好在連接網絡中包括一組輔助繞組，用于提供必要的開關控制電源和控制電路電源。為了能開始工作，切換原邊繞組的控制電路從直流輸入電壓得到電源，而切換副邊繞組的控制電路所需的電源則全部從輔助繞組得到。于是只需要輸入直流電壓，全部電源便自給自足。直流輸出電壓與輸入端電流隔開，于是避免了接地電流。
原邊繞組和副邊繞組的開關在原邊一側可是MOS晶體管。而在副邊一側，由于電流很大，最好是使幾個單個的繞組都有它們自己的開關，這些開關并聯連接。開關和繞組可以是安裝在塑料薄片上的TAB帶，該薄片有開口，用于穿過鐵氧體芯。
下面結合圖示的實施例對本發明進行更詳細的描述，這些實施例不應視為是對本發明的限制，而應看作是本發明的特點和優點的精華。


圖1是一組共同工作的可切換的變壓器中的僅僅一個的簡圖，還畫出了其控制電路。
圖2是加在本發明的電源中的一組傳感器，以黑框表示。
圖3是控制系統的狀態圖。
圖4表示切換間隔的時間分布。
圖5表示在兩個共同工作的變壓器單元的副邊繞組上測得的電壓。
圖6和圖7分別表示原邊繞組和副邊繞組。
圖8表示變壓器鐵芯上的繞組結構。
圖9-11表示本發明的實施例，安裝在冷卻片上，構成一個單獨的部件。
圖1是一組將如300V直流輸入變為5V直流輸出的電路中的一個的簡圖。一個鐵氧體變壓器芯(未示出)有一原邊繞組L1，大約60匝，一副邊繞組L2，1匝，和八個輔助繞組AL1至AL8。在原邊繞組L1周圍形成一個原邊電橋，包括電子開關M1至M4，如圖所示。在副邊繞組L2周圍形成一個副邊電橋，包括電子開關M5至M8。這是為了使各個開關成對地導通，這樣在一種方式下，M1和M4導通，而在相反方式下，M2和M3導通。在第三種方式下，任何一個開關都不導通。在第一種方式期間，在副邊電橋中，使M5和M8導通，在第二種方式期間，使M6和M7導通。以達此目的為條件，在導通階段，副邊電橋輸出會是5V直流電壓。在切換時，至少有另一個類似裝置(未示出)會提供5V直流電。
圖1所示電橋中的其余部件參與了所述的使該單元切換的工作。分別由MOS開關T1至T4和T5至T8組成的觸發器電橋各自觸發開關。首先提到的觸發器電橋從一分壓器D處獲得起動能量，給存儲電容C13充電，該分壓器可具有很高的阻抗，如300Mohm/1nF，并且在供電階段時，為10Mohm/30nG。因此，一旦輸入了300V直流電壓，原邊觸發器電橋就會通過分別在T1+T4和T2+T3的脈沖而觸發。一旦使其導通，原邊電橋會在副邊繞組L2和輔助繞組AL5至AL8上產生電壓，它們按極性排列，以提高各自的開關能力。
電子開關M1至M8為CMOS晶體管，奇數號碼為P溝道，偶數號碼為n溝道。
根據本發明的一個直流電源包括兩個或兩個以上這樣的變壓器/電橋對或轉換器，它們一同工作。在舉例的實施例中，用了兩個。
這樣，兩個并聯的轉換器中的另一個包括兩個電橋，在變壓器的原邊和副邊各有一個電橋。
每一個電橋構成一個雙穩態觸發器。每個觸發器可處于關斷、正或負方式。在關斷方式中，所有晶體管具有零柵極-源極電壓。在正方式中，電橋導通，在變壓器上形成一正電壓。在負方式中，該電壓為負。在這兩種方式中，n溝道和P溝道晶體管都各自只有一個導通。
每一電橋由靠近正線的兩個P溝道晶體管M1、M3，M5、M7，兩個靠近地線的n溝道晶體管M2、M4、M6、M8和一個變壓器組成。變壓器包括一個主電源原邊繞組和一個副邊繞組。還有四個輔助繞組，用作每個觸發器的反饋。
輔助繞組AL1至AL8形成中心抽頭式繞組，其中中心接點分別與正線、地線連接。形成繞組極性，以便像CMOS反饋那樣工作。至少在原邊電橋上，由低阻值的電阻器R1至R4將輔助繞組串聯起來。
因為柵極是由一個變壓器上的繞組來控制的，所以觸發器具有在不受控制時進入關斷狀態的特性。柵極電荷是由變壓器提供的。
原邊電橋在正線與負線之間的有一個300V的額定電壓。柵極-源極電壓為-5V、0V或+5V。額定電流為0.2A。為了控制柵極，電橋每條臂中的柵極由電容器連接。每一邊有自己的控制信號。該信號與加在變壓器上的輸出信號具有同樣的波形。
漏極與柵極之間的電容、晶體管、柵極驅動器的輸入電阻構成一個積分器。為了能控制觸發器，又不會發生開關損耗，驅動器的阻抗必須低，以便在轉換時期總是把柵極-源極電壓保持在低于門檻電壓。
副邊電橋在正線與負線之間有一個5V的額定電壓。柵極-源極電壓為-5V、0V、+5V。額定電流12A。它與原邊電橋使用同類型的驅動器。
轉換器由一狀態裝置控制，該裝置為圖1中的10，有一個來自時鐘的輸入，該時鐘可在250KHz下工作。
振蕩器為一個自由振蕩環形振蕩器。頻率相位鎖定至一外部模擬時鐘。振蕩器的輸出被延時大約0.1至0.3周期，并發出。
通過將所有振蕩器放置成一個環形，其中一個振蕩器輸出給相位鎖定基準輸入，所有的振蕩器使用相同的頻率并被相移。通過此方法，不同電源內的變換可以在一個周期內分布開。這樣，可以降低噪音。
振蕩器的頻率在±30%以內。
該狀態裝置可由一般的動態D鎖存器構成，在本例中，使用30位的。2位用于決定狀態(關斷、導通、低、過載)，3位用于轉換器之一的相位(關斷、相位0、相位1、相位2)，1位用于“計數器設置”，27位作為計數器，它可由“計數器設置”位設置成計數220或227，這樣就產生了兩個不同的過載條件。
如圖2所示，電源有若干個傳感器，它們用來測量電橋中的電壓和電流。它們為帶有門檻的一般放大器。需要以下傳感器S1＝V控制＞9VS2＝V300＞250V
S3＝V300＞350VS4＝I300＞1.5AS5＝I5＞10μAS6＝V5＞4.5VS7＝T＞70C前三個電壓可使用控制單元電源上的靜態分壓器來測量。后面的作為5V電源母線上的電壓梯度來測量。
在副邊側I5和V5傳感器被隔開。在兩側之間使用了一個電容差分耦合。一個邊沿用來改變傳感器的狀態。這樣，電容信號就直接連接至一個觸發器的設置與復位輸入。該觸發器在供電時復位。
如圖1所示，那些傳感器輸入至控制電路，并根據圖3決定狀態的轉換。
狀態裝置10雖然沒在圖1中示出，實際上控制著一組電壓變壓器，在例子中是兩個這樣的單元。各個狀態和變換見圖3，由傳感器S1至S7來控制。
控制單元的功能就是狀態圖中的變換。主要的變換如下1.控制單元電源V控制＜9V或300V電源母線電壓V300＜250V時，狀態立即轉換至(切斷，undef)。這是在起動或斷電時使用的變換。
2.在導通狀態下，300V電源母線電流I300＞1.5A或轉換器溫度temp＞80K時，狀態立即轉換至(過載0，計數器)。這是過載檢測變換。
外部變換由振蕩器時鐘同步控制。
3.在關斷狀態下，當控制單元電源V控制＞9V并且300V電源母線電壓V300＞250V時，下一個狀態為(on pho off，0)該變換是在斷電后起動轉換器。
4.在導通狀態下，當輸出電流I5＜10μA時，下一個狀態為(低，計數器)。該變換是用來在電流很小時切斷轉換器。給在5V母線上的充電電容器加載。
5.在低狀態下，當5V電源母線電壓V5＜4.5V時，下一個狀態為(nl pho off，0)，被充電的電容器放電，并且開始給電容器充電。
6.當狀態為((過載220)，0)時，過載狀態被關斷，變換至狀態((on pho off)，0)。
7.當狀態為((過載227)，1)時，過載狀態被清除。新狀態為((on pho off)，1)。
8.當狀態為((on ab)，1)時，出錯的計數器被清零。下一個狀態為((on a b)，0)。
如圖5所示，在導通狀態下，兩個單元在工作，提供各自的電壓，從中可以清楚地看到，在任何特定時間，至少有一個單元會提供5V電壓。為了更好地理解，在這兒將“打開”時間過分地夸張了。
兩個單元的每一個在處于導通狀態時，會改變其切換。兩個單元各自的相位，稱作off、ph0、ph1、ph2、ph3，出現在圖5中。一個單元在導通狀態下的一個周期包括一系列的相位，ph0、ph1、ph2、ph3、ph0……。
如圖5所示，第二個單元滯后大約一個相位，當從關斷狀態off變為導通狀態時起動，單元a從ph0開始，單元b仍處于關斷狀態off，當單元a變換成ph1時，單元b切換成ph0。很明顯，每個單元的切換分別為從ph3至ph0和從ph1至ph2。
在舉例的實施例中使用了下列主要的電子元件C10，C11，C12 100nFL9，L10 10μH在每個并聯的轉換器中使用了下列元件C1，C2，C3，C4 10nFR1，R2，R3，R4 1ohmM1，M3 pmosM2，M4 nmosM5，M7 pmos，專用M6，M8 nmos，專用K1 晶體管，專用這些分立元件為表面安裝片狀電容、片狀電感器和印刷電阻器。所有布線均在一個瓷基片上。
控制單元為一單獨的集成電路。它用10V邏輯。轉換器副邊電橋和輸出端的傳感器置于一個集成電路中。原邊電橋由四個單獨的標準元件構成。
在每個轉換器中，有一個具有非常特殊設計的變壓器。
原邊電橋使用高壓P溝道和N溝道MOS功率晶體管。導通電阻大約5oh ms。晶體管由柵極和源極之間的-5V、0V、+5V的電壓來控制。要維持的正常電流為0.2A，但峰值為1.2A是有可能的。一個典型的、可從商業渠道獲得的晶體管特性如下n溝道 P溝道ron＝12ohm 12ohmVr＝2.0V -2.0VCGS＝125pF 375PFCDG＝6PF 18PFCDS＝7PF 21PFID＞1.2A -1.2AVDS＞400V -400V△V＝2.4V 2.4V，0.2A經過晶體管的正常電流為0.2A。它會引起電阻壓降2×2.4V。總損耗為0.96W。
VDG、VDS和VGS分別接通305V、300V和10V，它們以175KHz接通大電容，引起相當大的損耗，分別為1.12W、1.26W和25mW。如所示，切換損耗是顯著。
然而，副邊電橋必須用更低阻抗的晶體管。它們也由柵極和源極之間的-5V、0V和+5V電壓控制。導通電阻為5毫歐，工作電壓為5V。
這樣的晶體管不是可從商業渠道獲得的。然而，電壓與電流大小與在微處理器芯片中是一樣的，因此使用一般的0.8μm技術。為了處理電感，每個晶體管包括四個并聯的MOS晶體管。
5V電源總線的傳感器也集成在這個芯片中。這個芯片的主要部分是功率晶體管。這個芯片有四個功率端子和兩個邏輯端子。
n溝道 P溝道ron＝9.3mohm 9.3mohmVr＝0.7V -0.7VCGS＝575PF 1.7nFCDS＝87PF 263PFCDG＝87PF 263PFID＞18A -18AVDS＞5V -5V△V＝28mV 28mV，3A經過晶體管正常電流為4×3A。它會引起電阻壓降2×28mV。總損耗為672mW。
VDG、VDS和VGS分別接通10V、5V和10V。它們以175KHz接通大電容，引起相當大的損耗，分別為17.5mw、4.4mw和114mw。如所示，切換損耗是微不足道的。
在本實施例中，使用了一種特殊的鐵氧體變壓器，它在聚合物片上有平面的繞組，利用TAB(Tape Automatic Bonding帶自動連接)技術，這些聚合物片還可承載大多數開關電子部件。利用這種概念，電源可做得很小，其能量損耗也小。
從以上很清楚地看出，圖1所示副邊電橋實際上是由四個這樣的電橋并聯組成，這樣就將輸出電流分開，分別流經四個并聯的一匝繞組，每一繞組與四個電子開關M5至M8連接。
各個繞組和變壓器鐵芯見圖8，其中原邊繞組安裝在一片帶有兩個叉形物的、折疊的聚酰亞胺片30上，每個叉形物上都有一個開口，變壓器鐵芯31從開口穿入。那些叉形物之一的一側見圖6。在這一側有一個一匝輔助繞組，里邊有一個15匝螺旋繞組，這個繞組在下側繼續有另外螺旋式的15匝，也被另一個一匝輔助繞組圍繞著。另一個叉形物也類似，帶有兩個15匝螺旋繞組，每個繞組都被一個輔助繞組圍繞著。各為15匝的四個原邊繞組是串聯的，成為一個60匝繞組。開關M1至M4包含在兩個芯片單元32中(圖8)。
如圖8所示，四個平行的副邊單元34也是TAB單元，其結構如圖7所示，每一個都有一個副邊繞組和外面的四個輔助繞組，在本例中，所有的這些繞組都在一側，每個都帶有芯片35內的電子開關M5至M8。
變壓器用N47材料制成的標準RM5鐵氧體鐵芯。鐵芯材料損耗低，可工作至1MHz。材料磁化±300mT，損耗為63mw。
副邊繞組由一片125μm聚酰亞胺膜組成，在每一側鍍有70μm的銅。要用四片完全一樣的這種膜。將它們一片片摞上，鐵芯中心通過在中間的一個孔穿入。在一側有15+1+1+1+1匝作為原邊繞組，另一側有1+1+1+1+1匝作為副邊繞組。所有的繞組置于相互同軸的位置。
膜的外徑為10.1mm，內徑為5.0mm。在它們之間是繞組。輔助繞組全部寬0.1mm，主繞組為1.95mm。所有隔離層為50μm。原邊繞組有一個等于0.1mm的導體寬度。由于使用這些細線，趨膚效應是微不足道的。繞組具有以下特性原邊4×15匝面積＝70×100μm，長＝1.43mR＝3.68ohm，Lp＝3.99mHP＝147mW，△V＝740mV，0.2A副邊(4個平行)1匝面積＝70×1950μm，長＝24.0mmR＝3.16mohm，Ls＝3nHP＝50.5mW，△V＝12.6mV，4A輔助繞組(8個相同的)
1匝面積＝70×100μm，長＝24.0mmR＝62mohm，Ls＝3nH繞組膜還作為TAB帶，安裝功率晶體管。變壓器包括九片聚合物膜。有四片34，用于輸出電橋，兩片(30，折疊)，用于輸入電橋和三片(33)用于絕緣(圖8)。
輸入電橋膜只有一片折疊膜30。這樣，全部繞組(60+4×1匝)和所有引線，四個功率MOS晶體管和四個電阻都置于這片膜上。電阻是由鍍線形成的。因此，這片膜只有兩個功率端子和四個控制端子。端子形狀像帶狀電纜，連接到瓷控制單元基片上。
兩個這樣構成的單元安裝在一個具有通常為U形的主冷卻片100上，如圖9所示，一個完整的單元尺寸為25×22×20mm，如所示，在頂上的四個鐵鎳鈷合金端子51安裝在瓷基片50上，該基片底下攜有所有的分立元件，如電容器C10至C12和電感L9、L10(圖1)以及控制單元芯片，如圖10所示，該圖為一個根據圖9X-X的剖面X射線圖。鐵氧體鐵芯31通過孔進入，由彈簧51和蓋52鎖住，如圖11所示，該圖為一個根據圖9XI-XI的剖面X射線圖。
與圖8比較，安裝在形成繞組的聚合物膜上的芯片32和35各自固定在冷卻片內部形成的2×6桿上，在冷卻片里有U形開口，并且用環氧樹脂將功率晶體管如在53那樣固定在冷卻片上。與圖8比較，圖11顯示出，原邊電橋開關，稱作60，轉向相對于鐵芯31的方向，而副邊也橋開關則轉向另一方向，各個副邊開關由軟線62連接，這些軟線引向瓷基片50的底部。
這樣，基片50在其底部攜有輸入濾波電感和電容器、一個輸出存儲電容器、十六個用于副邊控制線的電容器、兩個用于控制單元的本機功率存儲電容器C13和C14、兩個控制單元芯片(分別包括T1至R4和T5至T8)以及用于原邊控制單元的直流分壓器D。
主要損耗是在原邊電橋開關晶體管。在正常負載60W的情況下，效率約為93%，在峰值功率360W時，損耗增加至73W，而效率下降至79.6%。
正常的輸出電阻為3.6mohm。這導致在正常負載時電壓降為43.2mV。在360W峰值負載時，壓降為260mV。
現在所說明的是一個具有兩個斷續地工作的“變壓器”的直流低壓電源，它們的必要切換間隔從不重合，它們一前一后地工作。同樣的原則可用來安排任何數量的單元。在只有兩個單元時，工作著的單元在另一單元不工作時要承擔雙倍的負載。在單元數目多些，并且任何時候都只有一個單元不工作時，這意味著其它的單元的額外負載會相應地成比例下降。通過這種安排，總是有一個電壓，在變換時不會有任何驟降。不需要在電容器、電感或類似的元件中存儲能量。
除非總是有電容負載，最好安排一個小輸出電容，用于固定負載條件下的儲存。電源可能在那時會被所說的狀態裝置所關斷，會將相對能耗降低很多。
在輸入側的濾波器(圖1，L9至L12，C10至C12)將能承受副邊側甚至非常快的沖擊電流，這樣就使電源免受干擾。一個用于300V的100nF電容器有合理的大小和低的寄生電感，而在5V側則需要一個360μF電容器，體積會更大些，具有非常非常大的寄生電感，這使得它不可能處理比如20MHz的沖擊。
因此，本發明的特性對于需要在低電壓下提供大電流的電路非常有利，例如用于計算機。這樣的裝置通常不需要穩壓，因此建議通過一個300V的母線向一個或數個本發明的低壓直流電源供電，這可以由一個直接連接到一個三相電網電源的普通的六脈沖整流器來提供。電網電源的紋波會一直存在，但總的來說是無關緊要的。在一個總系統中，可向300V母線提供一個電池電源，以防止電網供電故障。此外，由于小尺寸成為可能，本發明的轉換器/直流變壓器能避免使用很長的低壓引線，因為可以配置幾個這樣的單元，只由一條300V母線供電，這條總線比用若干長長的、攜帶幾MHz沖擊電流的5V母線所產生的電子噪聲要小得多。
權利要求
1.一種具有直流電壓輸入和直流低壓輸出的低壓直流電源，其特征在于它包括一組變壓單元，每個所說的單元都有與每個所說的直流輸入和輸出相連的端子，每個所說的單元都包括一個變壓器鐵芯，其原邊繞組(L1)與所說的直流輸入電壓相連，其副邊繞組(L2)與所說的直流輸出電壓相連，并且還包括一個連接網絡，該網絡包括可控開關裝置(M1至M4)，用于將所說的直流輸入電壓在一個時鐘脈沖序列的控制下，以變換極性的方式切換到所說的原邊繞組(L1)，以及開關裝置(M5至M8)將所說的直流輸出電壓在同一個時鐘脈沖序列的控制下，以變換極性的方式切換到所說的副邊繞組(L2)，所說的一組變壓單元具有一個共同的控制網絡，以便進行切換，在某一時刻，當一個變壓器單元正在進行切換時，至少另一個變壓器單元不進行切換。
2.權利要求1的一種低壓直流電源，其特征在于濾波電路(L9、L10、C10至C12)位于所說的直流輸入端。
3.權利要求1的一種低壓直流電源，其特征在于每個所說的可控開關裝置都有一個控制電極，與變壓器中的一個輔助繞組(AL1至AL8)的一端相連，另一端與分別構成直流輸入和輸出的導線中的一根相連。
4.權利要求1的一種低壓電源，其特征在于所說的連接網絡包括具有原邊繞組(L1)的原邊電橋和具有副邊繞組(L2)的副邊電橋，每個所說的電橋都有四個分開的受控電子開關，每個都有一個導通狀態和非導通狀態。
5.權利要求4的一種低壓電源，其特征在于所說的開關是MOS晶體管。
6.權利要求4的一種低壓電源，其特征在于所說的開關是雙極晶體管。
7.權利要求4的一種低壓電源，其特征在于公共控制網絡使切換周期性地進行，原邊電橋的導通周期包括相應的副邊電橋的導通周期，在導通變化之外的時間，其副邊繞組不加載。
8.權利要求7的一種低壓電源，其特征在于電橋切換是受LC電路控制的，該電路是由變壓器電感和一種包括雜散電容和整個變壓器的任意的材料電容在內的電容構成的。
9.權利要求1的一種低壓電源，其特征在于變壓器鐵芯是鐵氧體材料鐵芯，各個繞組由薄的絕緣載體上的片狀材料構成。
10.權利要求9的一種低壓電源，其特征在于繞組的線圈位于所說載體的相反兩側。
11.權利要求10的一種低壓電源，其特征在于所說的原邊繞組包括位于所說的基片的相對側的螺旋導線，每個都具有圓周端子，螺旋線的各個內部端頭在薄載體的厚度上相互連接。
12.權利要求9的一種低壓電源，其特征在于所說的薄的絕緣載體是一種聚合物膜。
13.權利要求9的一種低壓電源，其特征在于所說的薄的絕緣載體是一種瓷薄片。
14.權利要求12的一種低壓電源，其特征在于所說的塑料膜是折疊的，以便得到許多層。
15.權利要求14的一種低壓電源，其特征在于所說的層被表面絕緣的薄夾層隔開。
16.權利要求1的一種低壓電源，其特征在于所說的控制網絡在小的負載電流時禁止導通，由一個獨立的并聯電容器提供少量的電荷儲存。
17.權利要求4的一種低壓電源，其特征在于所說的公共控制網絡包括兩個公開的驅動器級(T1至T4;T5至T8)，一級用于原邊電橋，另一級用于副邊電橋。
18.權利要求17的一種低壓電源，其特征在于所說的驅動器級通過電容(C1至C8)與所說的電橋相連。
19.權利要求17的一種低壓電源，其特征在于所說的驅動器級是與所說的電橋相連的變壓器。
20.權利要求17的一種低壓電源，其特征在于一個以及相同的變壓器為單元的所說的繞組所采用。
21.權利要求17的一種低壓電源，其特征在于所說的變壓器用于電橋控制和向所說的驅動器級以及公共控制網絡饋送電能。
22.權利要求14的一種低壓電源，其特征在于一片單個的折疊膜攜有全部原邊電橋的繞組。
23.權利要求22的一種低壓電源，其特征在于所說的可控開關裝置(M1至M8)安裝在一片瓷基片上。
24.權利要求23的一種低壓電源，其特征在于所說的瓷基片與外部的冷卻吸收裝置接觸。
25.權利要求23的一種低壓電源，其特征在于所說的瓷基片與金屬封殼接觸。
26.權利要求1的一種低壓電源，其特征在于全部所說的單元都集中安裝在一個機械單元中。
全文摘要
一種低壓直流電源，輸出例如為5V，輸入的直流電壓高，例如為300V。一組被切換的變壓器中的每一個都包括用于與輸入端切換的原邊繞組(L1)和與輸出端切換的副邊繞組(L2)，電子開關(M1至M8)以相反極性交替切換繞組(L1、L2)，公共控制裝置(10)控制切換，這樣在一組變壓器中，沒有兩個會同時進行切換。為了不受高頻率的輸出電流沖擊的影響，在輸入側有濾波器(L9、L10、C10至C12)。
文檔編號H02M3/28GK1064573SQ9210125
公開日1992年9月16日 申請日期1992年2月29日 優先權日1992年2月29日
發明者卡爾斯特·拉斯·岡納 申請人:卡爾斯特電子公司