本發明涉及集成電路領域，更具體地涉及一種流控環形振蕩器。

背景技術：

通常，環形振蕩器是由奇數個延遲單元首尾依次相連而形成的，如圖1所示，且圖1所示的環形振蕩器由3個延遲單元組成。

如圖1所示的現有技術的環形振蕩器中，假設環形振蕩器中傳輸的信號經過每個延遲單元的延遲時間為Td,延遲單元的個數為N,那么環形振蕩器的輸出頻率為F＝1/(2*N*Td)。為了實時控制環形振蕩器的輸出頻率，可以通過改變延遲時間Td的方式實現。而流控環形振蕩器就是控制延遲單元的輸入電流改變延遲時間Td,從而達到控制環形振蕩器輸出頻率的目的。因此延遲單元的設計直接決定流控環形振蕩器的整體性能。

現有技術的延遲單元原理圖如圖2所示：

該延遲單元由電流源S1、P型MOS管M1、N型MOS管M2所構成，其輸入節點Vi同時連接MOS管M1和MOS管M2的柵極，輸出節點Vo同時連接MOS管M1和MOS管M2的漏極。為了計算該延遲單元的延遲時間Td，設定電流源S1提供的電流大小為I，電源電壓為Vdd，輸出節點Vo到地的總電容大小為Co。當輸入節點Vi的輸入信號為大小由Vdd到0的反向階躍信號時，P型MOS管M1導通，電流I流經MOS管M1對輸出節點Vo的電容Co進行充電，充電時間為Tc＝Co*Vdd/I,充電完成后，輸出節點Vo的電壓為Vdd，該充電時間Tc可以被認為是反向階躍信號的輸入延遲。

另外，當輸入信號為大小由0到Vdd的正向階躍信號時，N型MOS管M2導通，輸出節點Vo處儲存的電荷由MOS管M2快速釋放，輸出節點Vo電壓變為0，其放電時間Tf可以忽略不計。該延遲單元的總延遲時間Td為Tc和Tf的平均值，其大小近似為Td＝k*Tc(k為比例常數，其大小在0到1之間，由MOS管M1,M2的特性和尺寸所決定)。

將奇數個現有技術的延遲單元首尾相連就形成了流控環形振蕩器(如圖1所示)，其振蕩頻率受延遲單元的電流源S1電流大小I所控制，頻率大小F為

如上所述，現有技術的流控環形振蕩器一旦制成，其頻率隨電流的增益(即)是固定不變的，增益大小等于流控環形振蕩器的增益大小直接決定了其輸出頻率F的變化范圍，由于現有技術的增益不能發生改變，因此其應用范圍受到了限制；而且上述現有技術的流控環形振蕩器的輸出信號是單端輸出的，單端輸出信號對于電源和地的共模干擾敏感度較高，抗噪聲特性較差。

因此，有必要提供一種改進的流控環形振蕩器來克服上述缺陷。

技術實現要素：

本發明的目的是提供一種流控環形振蕩器，本發明的流控環形振蕩器對電源和地的共模干擾敏感度變低，增加了抗噪聲能力且其應用范圍更廣。

為實現上述目的，本發明提供一種流控環形振蕩器，包括N個依次順序連接的延遲單元，且N為大于1的奇數，第1個所述延遲單元的正向輸入端與第N個所述延遲單元的反向輸出端連接，第1個所述延遲單元的反向輸入端與第N個所述延遲單元的正向輸出端連接，第N個所述延遲單元的正向輸出端與反向輸出端輸出差分輸出信號；其中，N個所述延遲單元具有完全相同的結構特征，每個所述延遲單元均包括第一場效應管、第二場效應管、第三場效應管、第四場效應管、第五場效應管、第六場效應管及電流源；所述第一場效應管的柵極與第二場效應管的柵極連接并形成當前延遲單元的反向輸入端，所述第一場效應管的源極與所述電流源的一端連接，所述電流源的另一端與外部電源連接，所述第一場效應管的漏極與第二場效應管的漏極連接并形成當前延遲單元的正向輸出端；所述第二場效應管的源極與所述第三場效應管的漏極連接；外部電壓信號輸入所述第三場效應管的柵極與所述第六場效應管的柵極，所述第三場效應管的源極與所述第六場效應管的源極均接地；所述第四場效應管的柵極與第五場效應管的柵極連接并形成當前延遲單元的正向輸入端，所述第四場效應管的源極與所述電流源的一端連接，所述第四場效應管的漏極與第五場效應管的漏極連接并形成當前延遲單元的反向輸出端；所述第五場效應管的源極與所述第六場效應管的漏極連接。

較佳地，所述第一場效應管與第四場效應管為P型場效應管。

較佳地，所述第二場效應管、第三場效應管、第五場效應管及第六場效應管為N型場效應管。

較佳地，每個所述延遲單元的正向輸入端與正向輸出端之間還連接有第七場效應管，每個所述延遲單元的反向輸入端與反向輸出端之間還連接有第八場效應管。

較佳地，所述第七場效應管的柵極與外部電源連接，其漏極與當前延遲單元的正向輸出端連接，其源極與當前延遲單元的正向輸入端連接。

較佳地，所述第八場效應管的柵極與外部電源連接，其漏極與當前延遲單元的反向輸入端連接，其源極與當前延遲單元的反向輸出端連接。

與現有技術相比，本發明的流控環形振蕩器為差分輸入與差分輸出，并通過差分輸出端輸出差分信號，提高了輸出信號抵抗電源和地共模干擾的能力；而且輸出信號的增益可以通過外部輸入的電壓信號進行適時調整，擴寬了其應用范圍

通過以下的描述并結合附圖，本發明將變得更加清晰，這些附圖用于解釋本發明的實施例。

附圖說明

圖1為現有技術的流控環形振蕩器的結構圖。

圖2為現有的技術的延遲單元的電路結構圖。

圖3為本發明流控環形振蕩器一實施例的結構圖。

圖4為本發明流控環形振蕩器的延遲單元的電路結構圖。

具體實施方式

現在參考附圖描述本發明的實施例，附圖中類似的元件標號代表類似的元件。如上所述，本發明提供了一種流控環形振蕩器，本發明的流控環形振蕩器對電源和地的共模干擾敏感度變低，增加了抗噪聲能力且其應用范圍更廣。

本發明的流控環形振蕩器，包括N個依次順序連接的延遲單元(L1、L2、L3……LN),且N為大于1的奇數，第1個所述延遲單元L1的正向輸入端與第N個所述延遲單元LN的反向輸出端連接，第1個所述延遲單元L1的反向輸入端與第N個所述延遲單元LN的正向輸出端連接，其它相鄰延遲單元的輸入端與輸出端依次順序連接；第N個所述延遲單元LN的正向輸出端與其反向輸出端輸出差分輸出信號。作為本發明的一具體實施例，請參考圖3，圖3為本發明流控環形振蕩器一實施例的結構圖，在圖3中N取值為3；如圖所示，第1個所述延遲單元L1的正向輸入端Vip1與第3個所述延遲單元L3的反向輸出端Von3連接，第1個所述延遲單元L1的反向輸入端Vin1與第3個所述延遲單元L3的正向輸出端Vop3連接；第一個所述延遲單元L1的正向輸出端Vop1與第2個所述延遲單元L2的正向輸入端Vip2連接，第1個所述延遲單元L1的反向輸出端Von1與第2個所述延遲單元L2的反向輸入端Vin2連接；第2個所述延遲單元L2的正向輸出端Vop2與第3個所述延遲單元L3的正向輸入端Vip3連接，第2個所述延遲單元L2的反向輸出端Von2與第3個所述延遲單元L3的反向輸入端Vin3連接；第3個所述延遲單元L3的正向輸出端Vop3與其反向輸出端Von3輸出差分輸出信號Foutp與Foutn。在本發明中，第1個所述延遲單元L1的正向輸入端Vip1及反向輸入端Vin1，與第3個所述延遲單元L3的反向輸出端Von3及正向輸出端Vop3交叉連接(具體如圖3所示)，這樣就可以避免流控環形振蕩器輸出電壓鎖死在固定電平，且使得流控環形振蕩器可正常起振；且，在具體的應用中，通常為第1個所述延遲單元L1的兩輸入端與第N個所述延遲單元LN的兩輸出端之間交叉連接即可，當然并不限于此方式。

在本發明中，N個所述延遲單元(L1、L2、L3……LN)具有完全相同的結構特征。具體地，請結合參考圖4描述其中一個延遲單元的具體結構。每個所述延遲單元均包括第一場效應管M1、第二場效應管M2、第三場效應管M3、第四場效應管M4、第五場效應管M5、第六場效應管M6及電流源S；所述第一場效應管M1的柵極與第二場效應管M2的柵極連接并形成當前延遲單元的反向輸入端Vin，從而通過所述反向輸入端Vin向當前延遲單元輸入反向差分信號；所述第一場效應管M1的源極與所述電流源S的一端連接，所述電流源S的另一端與外部電源Vdd連接，且所述電流源S輸出的電流為I，即所述電流I輸入所述第一場效應管M1的源極；所述第一場效應管M1的漏極與第二場效應管M2的漏極連接并形成當前延遲單元的正向輸出端Vop，從而通過所述正向輸出端Vop輸出當前延遲單元的正向差分信號；所述第二場效應管M2的源極與所述第三場效應管M3的漏極連接；外部電壓信號Vcc輸入所述第三場效應管M3的柵極與所述第六場效應管M6的柵極，所述第三場效應管M3的源極與所述第六場效應管M6的源極均接地；所述第四場效應管M4的柵極與第五場效應管M5的柵極連接并形成當前延遲單元的正向輸入端Vip，從而通過所述正向輸入端Vip向當然延遲單元輸入正向差分信號；所述第四場效應管M4的源極與所述電流源S的一端連接，所述第四場效應管M4的漏極與第五場效應管M5的漏極連接并形成當前延遲單元的反向輸出端Von，通過所述反向輸出端Von輸出當前延遲單元的反向差分信號；所述第五場效應管M5的源極與所述第六場效應管M6的漏極連接。其中，如上所述，所述正向輸入端Vip和反向輸入端Vin是一組差分輸入端，即當輸入的電平Vin是低電平時，輸入Vip的電平為高電平，反之亦然，相應地，所述正向輸出端Vop與反向輸出端Von也是一組差分輸出端，輸出一對差分信號。

在本發明的優選實施方式中，所述第一場效應管M1與第四場效應管M4為P型場效應管；而所述第二場效應管M2、第三場效應管M3、第五場效應管M5及第六場效應管M6為N型場效應管。

如上所述，為了計算該延遲單元的傳輸延遲，設置正向輸出端Vop與反向輸出端Von節點處對地的電容均為Co(由于Vop和Von所處的環境相同，因此可以認為其對地電容相同),電流源S提供的電流大小為I。當正向輸入端Vip輸入的電壓為由0到Vdd的階躍信號，而反向輸入端Vin輸入的電壓為由Vdd到0的階躍信號時，第一場效應管M1與第五場效應管M5導通，第二場效應管M2與第四場效應管M4截止，電流源S提供的電流I流經第一場效應管M1并對節點Vop進行充電，充電時間為Tc＝Co*Vdd/I，節點Von處儲存的電荷通過第五場效應管M5與第六場效應管M6進行放電，第六場效應管M6的導通電阻(用Rn表示)大小受外部電壓信號Vcc的大小控制，其導通電阻Rn滿足以下關系：

Rn＝(β*(Vcc-Vth))^-1，β為由第六場效應管M6大小和特性所決定的常量，Vth為第六場效應管M6的閾值電壓。

放電時間Tf為：

Tf＝Co*(β*(Vcc-Vth))^-1

該延遲單元的延遲時間Td可以近似認為是Tc和Tf的平均值，因此

另外，為了使延遲單元正常地工作在差分狀態，避免輸入輸出節點鎖死在某一狀態，因此每個所述延遲單元的正向輸入端Vip與正向輸出端Vop之間還連接有第七場效應管M7，每個所述延遲單元的反向輸入端Vin與反向輸出端Von之間還連接有第八場效應管M8。具體地，所述第七場效應管M7的柵極與外部電源Vdd連接，其漏極與當前延遲單元的正向輸出端Vop連接，其源極與當前延遲單元的正向輸入端Vip連接。所述第八場效應管M8的柵極與外部電源Vdd連接，其漏極與當前延遲單元的反向輸入端Vin連接，其源極與當前延遲單元的反向輸出端Von連接。而，當各個所述延遲單元均工作在差分工作狀態時，由于流控環形振蕩器的輸出信號取的是Foutp與Foutn節點電壓之差，使得電源和地對輸出信號引入的共模干擾被抵消，從而整個流控環形振蕩器具有更好的抗共模干擾特性。

當奇數個上述延遲單元順序連接形成本發明的流控環形振蕩器(如圖3所示)后，所述流控環形振蕩器具有兩個差分輸出端Foutp與Foutn，其輸出信號Fout頻率大小受到電流I的控制，Fout滿足以下關系式：

其增益G滿足

由增益G的表達式可以看出，增益的大小與電壓信號Vcc的大小正相關，因此可以通過增大電壓信號Vcc的方式增加增益，也可以通過減小電壓信號Vcc的方式減小增益，而由于電壓信號Vcc是由外部實時輸入的，即可以實時進行調節改變，因此本發明的流控環形振蕩器的增益也是實時可調的。

由上述可知，本發明的流控環形振蕩器的輸出端為差分輸出端，提高了輸出信號Fout抵抗電源和地共模干擾的能力；增益可以通過外接電壓信號Vcc進行適時調整，擴寬了其應用范圍

以上結合最佳實施例對本發明進行了描述，但本發明并不局限于以上揭示的實施例，而應當涵蓋各種根據本發明的本質進行的修改、等效組合。