本申請涉及移相器
技術領域：
，尤其涉及一種數字移相器。
背景技術：
：在無線收發系統中，理想的等方向性天線向各個方向均勻發射射頻信號。然而，發射信號中大量能量并沒有被接收天線接收，造成較低的接收信號功率和較大的空間傳輸功率損耗。波束成形(beamforming)技術可產生具有方向性的天線波束，從而解決該問題。有源相控陣列收發系統是波束成形技術的一種。圖1所示有源相控陣列收發系統中，各路天線等間距(d)直線排列形成陣列，相鄰天線的輸入射頻信號相位差均為α(即時延ΔT)，則波束角度θ由以下公式決定：其中λ為發射信號載波f0的波長。每路發射機通過獨立控制的移相器來控制射頻信號相位差α。移相器的最小移相度數即為移相精度；波束角度θ的最小移相度數即為掃描精度。由上述波束角度計算公式可知，在相控陣列系統的移相精度一定的情況下，相鄰天線間距d越大，掃描精度θ越高；而掃描精度越高，發射信號的傳輸半徑越遠。因此，通過提高移相器的移相精度，可以提高其掃描精度，進而可以有效增加系統發射信號的傳輸半徑，減小天線間距。可見，高精度移相器是實現小型化、具有高掃描精度的相控陣列收發系統的關鍵器件。但是發明人在研究過程中發現，現有常用移相器主要包括基于無源縮放(passivescaling)網絡的無源移相器，以及有源移相器等。其中，無源移相器采用片上集成電感等元件導致電路面積較大，不適用于小型無線通信設備；且要提高移相精度，只能進一步增大無源縮放網絡的復雜度，難以實現小型化且高精度的要求。現有有源移相器的電路復雜，不利于提高移相精度；而且，其普遍采用的RF路徑串聯開關進行象限切換容易引入噪聲信號，惡化相位誤差和幅度誤差，增大插入損耗；雖然其具有校準電路，但校準后移相精度提高不大(精度為4-bit的有源移相器校準后移相精度僅能提高1bit)。因此，有必要提供一種新的移相器，以滿足高移相精度、小型化、低相位誤差/幅度誤差的移相控制需求。技術實現要素：本申請提供了一種數字移相器，以滿足高移相精度、小型化、低相位誤差/幅度誤差的移相控制需求。本申請實施例提供的一種數字移相器，包括：邏輯控制電路、至少四個電流數模轉換器、至少四個放大器和矢量求和電路；所述邏輯控制電路用于接收N+2位數字控制源信號，并根據所述N+2位數字控制源信號產生四個N位數字移相控制信號并輸出；所述N+2位數字控制源信號的低N位用于控制所述四個N位數字移相控制信號的大小，所述N+2位數字控制源信號的高2位用于控制所述四個N位數字移相控制信號與所述邏輯控制電路的四個輸出端的對應關系，N為自然數；所述四個電流數模轉換器的輸入端分別與所述邏輯控制電路的四個輸出端相耦合；所述四個電流數模轉換器用于分別接收所述四個N位數字移相控制信號中的一個，通過數模轉換，將所述四個N位數字移相控制信號轉換為四個電流信號并輸出；所述四個放大器的的增益控制端分別與所述四個電流數模轉化器的輸出端相耦合，所述四個放大器用于分別接收四個正交輸入信號，并利用所述四個電流信號對所述四個正交輸入信號進行增益控制，得到四個放大信號并輸出，其中，每個放大器分別與一個輸入信號以及一個電流信號相對應；所述矢量求和電路的輸入端分別與所述四個放大器的輸出端相耦合，所述矢量求和電路的輸出端作為所述數字移相器的輸出端；所述矢量求和電路用于將所述任意四個放大器輸出的放大信號進行矢量求和，得到一個移相后的信號并輸出。本申請實施例所提供的數字移相器具有以下有益效果：1)通過邏輯控制電路可以實現在0°～90°，90°～180°，180°～270°，270°～360°四個范圍內移相，不需要額外設置移相切換電路，可以降低噪聲，改善相位誤差/幅度誤差。2)電路結構簡單，在制成集成電路時所占用的面積小，可以降低芯片成本。3)該數字移相器中設置有放大器，使得其輸出信號相對輸入信號具有較大增益，從而可以提高系統效率，便于驅動與移相器串聯的后級功率放大器。4)移相精度高，可以通過改變數字控制源信號的總位數和電流數模轉換器的精度，來調節數字移相器的精度值，從而滿足不同的移相器設計需求；又由于高精度移相器可以減小相控陣列系統中的天線間距，故本實施例提供的數字移相器可以滿足小型化移動設備的應用需求。另外，在實際應用過程中，可以采用數字預失真方法修正本申請實施例所述數字移相器的數字控制源信號，來實現對其輸出信號的精準控制，從而改善移相器的相位誤差/幅度誤差；其中，該數字預失真方法可用軟件，或FPGA、與所述數字移相器集成的片上數字電路等可重構硬件實現。在一種可能的實現方式中，所述邏輯控制電路根據所述N+2位數字控制源信號中高2位的四種不同取值，控制所述四個輸出端處于四種不同的輸出狀態；在任一輸出狀態下，所述四個輸出端中的一個輸出端輸出的N位數字移相控制信號為C1，另一個輸出端輸出的N位數字移相控制信號為C2，其余兩個輸出端輸出的N位數字移相控制信號為0；且在不同的輸出狀態下，輸出的N位數字移相控制信號為C1的輸出端不同；其中，C1與所述N+2位數字控制源信號的低N位相同；C2與C1滿足如下關系：在一種可能的實現方式中，所述移相后的信號具有四種移相范圍，所述四種移相范圍與所述邏輯控制電路的四個輸出狀態一一對應；所述四種移相范圍分別為0°～90°、90°～180°、180°～270°、270°～360°。本申請實施例提供的數字移相器，通過改變輸入邏輯控制電路的N+2位數字控制源信號的高2位信號來改變移相范圍，進而通過改變數字控制源信號的低N位信號來改變兩個非0數字移相控制信號的取值C1和C2，從而改變最終矢量合成得到的移相后的信號out的相位，實現其在高2位信號的移相范圍內移相。可見，本申請通過數字信號實現360°移相范圍的移相控制，不需要額外設置移相切換電路，且通過改變數字控制源信號的總位數和電流數模轉換器的精度，來調節數字移相器的精度值，保證良好的控制精度，從而滿足不同的移相器設計需求。在一種可能的實現方式中，所述電流數模轉換器包括并聯連接的N個晶體管；所述N個晶體管的源極接地；所述N個晶體管的漏極共同連接，作為所述電流數模轉換器的輸出端；所述N個晶體管的柵極作為所述電流數模轉換器的輸入端，每個輸入端分別接入所述N位數字移相控制信號中的一位數字信號，以控制相應晶體管的漏極和源極之間的導通及斷開。在一種可能的實現方式中，所述電流數模轉換器中任一晶體管的導通時其漏極輸出電流的大小，與其柵極輸入數字移相控制信號的比特位權重成正比。在一種可能的實現方式中，所述電流數模轉換器中任一晶體管導通時其漏極輸出電流為；Ii＝2iI0；其中，i為任一晶體管的柵極輸入數字移相控制信號的比特位，i＝0,1,2，……，N-1；I0為預設電流值。在一種可能的實現方式中，所述放大器包括差分晶體管對；所述差分晶體管對的源極共同連接，作為所述放大器的增益控制端；所述差分晶體管對的柵極作為所述放大器的輸入端，并接入所述四個正交輸入信號中相位相反的兩個輸入信號；所述差分晶體管對的漏極作為所述放大器的輸出端，輸出所述相位相反的兩個輸入信號經放大后得到的一對差分信號。本申請實施例提供的移相器，可以通過改變數字控制源信號的低N位信號，來改變電流數模轉換器的輸出電流大小，從而改變各個放大器的工作狀態及放大倍數，進而改變移相器輸出的移相后的信號out的移相范圍及幅值。在一種可能的實現方式中，所述數字移相器還包括數字校準電路，所述數字校準電路的輸出端接于所述邏輯控制電路的輸入端；所述數字校準電路用于根據數字預失真算法產生所述N+2位數字控制源信號。在一種可能的實現方式中，所述數字校準電路為可重構的，包括以下可重構硬件中的任一種：存儲有校準軟件的處理芯片、現場可編程門陣列FPGA、與所述數字移相器集成的片上數字電路等可重構硬件。在一種可能的實現方式中，所述數字校準電路具體用于，根據預設控制碼表確定待輸出移相后的信號的相位相對應的控制碼，并將所確定的控制碼作為所述N+2位數字控制源信號。相對于現有的基于有源校準電路的移相器，本申請實施例提供的數字移相器通過基于軟件或可重構硬件的數字預失真方法實現數字校準，從而可以在降低電路復雜度的同時，提高移相器的有效相位精度，減小移相器的相位誤差及幅度誤差。附圖說明為了更清楚地說明本申請的技術方案，下面將對實施例中所需要使用的附圖作簡單地介紹，顯而易見地，對于本領域普通技術人員而言，在不付出創造性勞動性的前提下，還可以根據這些附圖獲得其他的附圖。圖1為現有有源相控陣列收發系統的相位掃描原理圖；圖2為本申請實施例提供的一種數字移相器的電路模塊圖；圖3為本申請實施例提供的數字移相器的移相控制原理圖；圖4為本申請實施例提供的一種數字移相器的電路結構圖；圖5為本申請實施例提供的另一種數字移相器的電路模塊圖；圖6為本申請實施例提供的數字移相器在預失真校準前后的相位對比圖。具體實施方式下面將結合本發明實施例中的附圖，對本發明實施例中的技術方案進行清楚、完整的描述，顯然，所描述的實施例僅僅是本發明一部分實施例，而不是全部的實施例。基于本發明中的實施例，本領域普通技術人員在沒有作出創造性勞動前提下所獲得的所有其他實施例，都屬于本發明保護的范圍。本申請實施例提供的數字移相器包括：邏輯控制電路、至少四個電流數模轉換器、至少四個放大器和矢量求和電路。其中，所述邏輯控制電路用于接收N+2位數字控制源信號，并根據所述N+2位數字控制源信號產生四個N位數字移相控制信號并輸出；所述N+2位數字控制源信號的低N位用于控制所述四個N位數字移相控制信號的大小，所述N+2位數字控制源信號的高2位用于控制所述四個N位數字移相控制信號與所述邏輯控制電路的四個輸出端的對應關系，N為自然數；所述四個電流數模轉換器的輸入端分別與所述邏輯控制電路的四個輸出端相耦合；所述四個電流數模轉換器用于分別接收所述四個N位數字移相控制信號中的一個，通過數模轉換，將所述四個N位數字移相控制信號轉換為四個電流信號并輸出；所述四個放大器的的增益控制端分別與所述四個電流數模轉化器的輸出端相耦合，所述四個放大器用于分別接收四個正交輸入信號，并利用所述四個電流信號對所述四個正交輸入信號進行增益控制，得到四個放大信號并輸出，其中，每個放大器分別與一個輸入信號以及一個電流信號相對應；所述矢量求和電路的輸入端分別與所述四個放大器的輸出端相耦合，所述矢量求和電路的輸出端作為所述數字移相器的輸出端；所述矢量求和電路用于將所述任意四個放大器輸出的放大信號進行矢量求和，得到一個移相后的信號并輸出。本申請實施例提供的數字移相器可以用于相控陣列收發系統、多進多出(Multiple-InputMultiple-Output，MIMO)系統等各種具有發射機、接收機的系統中。需要說明的是，本申請實施例所述的數字移相器中，電流數模轉換器和放大器的個數均為至少4個，形成四個電流數模轉換電路和四個放大電路；即，每個電流數模轉換電路包括一個或多個電流數模轉換器，每個放大電路包括一個或多個放大器。當至少一個電流數模轉換電路中包含多個電流數模轉換器，即所述電流數模轉換器的總個數大于4個(如5個、6個、8個、12個等)時，相應電流數模轉換電路中的多個電流數模轉換器相互并聯，用于對同一個N位數字移相控制信號進行數模轉換，得到的多個電流信號疊加輸出，從而得到更大的電流信號(相對于該電流數模轉換電路中僅包含一個電流數模轉換器的情況)。當至少一個放大電路中包含多個放大器，即所述放大器的總個數大于4個(如5個、6個、8個、12個等)時，相應放大電路中的多個放大器串聯，增益控制端接收同一個電流數模轉換電路輸出的電流信號，用于對一個輸入信號進行連續多次放大。本申請實施例重點闡述每個電流數模轉換電路中僅包含一個電流數模轉換器，以及每個放大電路中僅包含一個放大器的情況下，數字移相器的結構及工作原理，本領域人員可其參照理解并得到其他情況下的數字移相器的結構及工作原理。下面結合圖2所述的電路模塊圖介紹本申請一個實施例提供的數字移相器的結構。如圖2所示，該數字移相器包括：一個邏輯控制電路100，四個電流數模轉換器(current-digitaltoanalogconverter，I-DAC)，標號分別為210、220、230和240，四個放大器(Amplifier，Amp.)，標號分別為310、320、330和340，和一個矢量求和電路400。其中，邏輯控制電路100的輸入端接入N+2位數字控制源信號PS<(N+1):0>，邏輯控制電路100的四個輸出端分別輸出一個N位數字移相控制信號PS_a<(N-1):0>，PS_b<(N-1):0>，PS_c<(N-1):0>，PS_d<(N-1):0>。上述邏輯控制電路100的四個輸出端分別接于一個電流數模轉換器的輸入端，即：邏輯控制電路100的第一輸出端輸出的PS_a<(N-1):0>輸入電流數模轉換器210的輸入端，第二輸出端輸出的PS_b<(N-1):0>輸入電流數模轉換器220的輸入端，第三輸出端輸出的PS_c<(N-1):0>輸入電流數模轉換器230的輸入端，第四輸出端輸出的PS_d<(N-1):0>輸入電流數模轉換器240的輸入端。上述邏輯控制電路100具體可以通過任一種邏輯控制電路或邏輯控制芯片實現。上述每個電流數模轉換器的輸出端分別接于一個放大器的增益控制端，即：電流數模轉換器210將數字移相控制信號PS_a<(N-1):0>轉換為相應的模擬電流信號，并輸入放大器310的增益控制端，以控制放大器310的增益(放大倍數)；電流數模轉換器220將數字移相控制信號PS_b<(N-1):0>轉換為相應的模擬電流信號，并輸入放大器320的增益控制端，以控制放大器320的增益；電流數模轉換器230將數字移相控制信號PS_c<(N-1):0>轉換為相應的模擬電流信號，并輸入放大器330的增益控制端，以控制放大器330的增益；電流數模轉換器240將數字移相控制信號PS_d<(N-1):0>轉換為相應的模擬電流信號，并輸入放大器340的增益控制端，以控制放大器340的增益。上述每個放大器的輸入端分別接入一個輸入信號，每個放大器的輸出端均接于所述矢量求和電路的輸入端，即：放大器310的輸入端接入輸入信號Q+，Q+經放大器310放大后得到放大信號OUT_Q+，并通過放大器310的輸出端將放大信號OUT_Q+輸出至矢量求和電路400；放大器320的輸入端接入輸入信號I+，I+經放大器320放大后得到放大信號OUT_I+，并通過放大器320的輸出端將放大信號OUT_I+輸出至矢量求和電路400；放大器330的輸入端接入輸入信號Q-，Q+經放大器330放大后得到放大信號OUT_Q-，并通過放大器330的輸出端將放大信號OUT_Q-輸出至矢量求和電路400；放大器340的輸入端接入輸入信號I-，I-經放大器340放大后得到放大信號OUT_I-，并通過放大器340的輸出端將放大信號OUT_I-輸出至矢量求和電路400。其中，上述四個輸入信號為四個正交信號，即：Q+與I+之間相位差為90度，I+與Q-之間相位差為90度，Q-與I-之間相位差為90度，I-與Q+之間相位差為90度。上述矢量求和電路400的輸出端作為所述數字移相器的輸出端，矢量求和電路400通過對輸入的四個放大信號OUT_I+、OUT_Q+、OUT_I-和OUT_Q-進行矢量求和，得到并輸出移相后的信號，即數字移相器的輸出信號out。本申請實施例中，上述四個輸入信號具體可以是利用本振信號對基帶信號進行調制后得到的調制信號；相應的，上述數字移相器輸出的移相后的信號out為射頻信號。本申請實施例中，根據數字移相器的設計要求，確定其精度值(N+2)，該精度值轉換為角度表示即為360°/2(N+2)，進而根據該精度值確定二進制的數字控制源信號的總位數為N+2位，其中高2位分別為第N+1位和第N位，可以記為PS<(N+1):N>，低N位分別為第N-1位、第N-2位……、第0位，可以記為PS<(N-1):0>。邏輯控制電路100根據其輸入端接收到的N+2位數字控制源信號中高2位PS<(N+1):N>的四種不同取值，即“00”、“01”、“10”和“11”，可以控制其四個輸出端處于四種不同的輸出狀態，即所述高2位的四種取值與四種輸出狀態一一對應，且每種輸出狀態對應數字移相器的一個移相范圍，從而使得該數字移相器可以在四種不同的移相范圍內移相。本申請實施例提供的邏輯控制電路100的控制邏輯，在每種輸出狀態下均有兩個數字移相控制信號為0，其對應的電流數模轉換器輸出的模擬電流信號也為0，從而對應的放大器輸出的放大信號也為0。因此，任一輸出狀態下，四個放大信號OUT_I+、OUT_Q+、OUT_I-和OUT_Q-中總有兩個為0，矢量求和電路400實際是對另外兩個不為0的放大信號進行矢量求和。又由于本申請實施例采用的四個正交輸入信號相當于兩對反相信號，即Q+和Q-互為反相信號、I+和I-互為反相信號，相應得到的四個放大信號也為兩對反相信號，故對于四種不同組合的放大信號進行矢量求和，可以得到四種不同相位范圍的輸出信號out；具體如下：假設在第一輸出狀態下，兩個數字移相控制信號PS_c<(N-1):0>和PS_d<(N-1):0>為0，則放大信號OUT_Q-和OUT_I-為0時，矢量求和電路400對OUT_I+和OUT_Q+進行求和，得到的求和結果位于第一象限，即此時的輸出信號out可以在0°～90°范圍內移相；假設在第二輸出狀態下，兩個數字移相控制信號PS_b<(N-1):0>和PS_c<(N-1):0>為0，則放大信號OUT_I+和OUT_Q-為0時，矢量求和電路400對OUT_Q+和OUT_I-進行求和，得到的求和結果位于第二象限，即此時的輸出信號out可以在90°～180°范圍內移相；假設在第三輸出狀態下，兩個數字移相控制信號PS_a<(N-1):0>和PS_b<(N-1):0>為0，則放大信號OUT_Q+和OUT_I+為0時，矢量求和電路400對OUT_Q-和OUT_I-進行求和，得到的求和結果位于第三象限，即此時的輸出信號out可以在180°～270°范圍內移相；假設在第四輸出狀態下，兩個數字移相控制信號PS_a<(N-1):0>和PS_d<(N-1):0>為0，則放大信號OUT_Q+和OUT_I-為0時，矢量求和電路400對OUT_Q-和OUT_I+進行求和，得到的求和結果位于第四象限，即此時的輸出信號out可以在270°～360°范圍內移相。在相控陣列收發系統、多進多出系統等對信號有移相需求的實際應用場景中，可以利用系統內自帶的轉換電路將待移相信號IN轉化為四個正交信號，將這四個正交信號作為輸入信號輸入上述數字移相器，則該數字移相器的輸出信號out即為對IN移相后的信號，具體移相大小可以通過邏輯控制電路輸出的數字移相控制信號來控制。可見，本申請實施例提供的數字移相器具有以下有益效果：1)通過邏輯控制電路可以實現在0°～90°，90°～180°，180°～270°，270°～360°四個范圍內移相，不需要額外設置移相切換電路。2)電路結構簡單、在制成集成電路時所占用的面積小，既可以降低芯片成本，又可以滿足小型化移動設備的應用需求。3)該數字移相器中設置有放大器，使得其輸出信號相對輸入信號具有較大增益，從而可以提高系統效率，便于驅動與移相器串聯的后級功率放大器。4)移相精度高，可以通過改變數字控制源信號的總位數和電流數模轉換器的精度，來調節數字移相器的精度值，從而滿足不同的移相器設計需求；又由于高精度移相器可以減小相控陣列系統中的天線間距，故本實施例提供的數字移相器可以滿足小型化移動設備的應用需求。在本申請一個可行的實施例中，上述邏輯控制電路100在其四種輸出狀態中的任意一種輸出狀態下，其四個輸出端中的一個輸出端輸出的N位數字移相控制信號為C1，另一個輸出端輸出的N位數字移相控制信號為C2，其余兩個輸出端輸出的N位數字移相控制信號為0；且在不同的輸出狀態下，輸出的N位數字移相控制信號為C1的輸出端不同；其中，C1與所述N+2位數字控制源信號PS<(N+1):0>的低N位PS<(N-1):0>相同；C2與C1滿足如下關系：下面結合下表1和圖3對本申請實施例提供的邏輯控制電路100的控制原理進行詳細介紹。表1邏輯控制電路控制狀態表狀態序號PS<(N+1):N>PS_a<(N-1):0>PS_b<(N-1):0>PS_c<(N-1):0>PS_d<(N-1):0>移相范圍100C1C2000°～90°201C200C190°～180°31000C1C2180°～270°4110C1C20270°～360°參照上表1，假設輸入邏輯控制電路100所述N+2位數字控制源信號為PS<(N+1):0>，其高2位信號為PS<(N+1):N>，低N位為PS<(N-1):0>，則C1＝PS<(N-1):0>(表示為十進制的取值范圍為[0,2N-1])，邏輯控制電路100的四種輸出狀態分別為：1)當所述高2位信號PS<(N+1):N>為“00”時，邏輯控制電路100的第一輸出端輸出的N位數字移相控制信號PS_a<(N-1):0>為C1，第二輸出端輸出的PS_b<(N-1):0>為C2，第三輸出端輸出的PS_c<(N-1):0>和第四輸出端輸出的PS_d<(N-1):0>均為0；對應前文所述的第一輸出狀態，輸出信號out可以在0°～90°范圍內移相，如圖3中矢量圖(1)所示。2)當所述高2位信號PS<(N+1):N>為“01”時，邏輯控制電路100的第四輸出端輸出的PS_d<(N-1):0>為C1，第一輸出端輸出的PS_a<(N-1):0>為C2，第二輸出端輸出的PS_b<(N-1):0>和第三輸出端輸出的PS_c<(N-1):0>均為0；對應前文所述的第二輸出狀態，輸出信號out可以在90°～180°范圍內移相，如圖3中矢量圖(2)所示。3)當所述高2位信號PS<(N+1):N>為“10”時，邏輯控制電路100的第三輸出端輸出的PS_c<(N-1):0>為C1，第四輸出端輸出的PS_d<(N-1):0>為C2，第一輸出端輸出的PS_a<(N-1):0>和第二輸出端輸出的PS_b<(N-1):0>均為0；對應前文所述的第三輸出狀態，輸出信號out可以在180°～270°范圍內移相，如圖3中矢量圖(3)所示。4)當所述高2位信號PS<(N+1):N>為“11”時，邏輯控制電路100的第二輸出端輸出的PS_b<(N-1):0>為C1，第三輸出端輸出的PS_c<(N-1):0>為C2，第一輸出端輸出的PS_a<(N-1):0>和第四輸出端輸出的PS_d<(N-1):0>均為0；對應前文所述的第四輸出狀態，輸出信號out可以在270°～360°范圍內移相，如圖3中矢量圖(4)所示。本申請實施例提供的數字移相器，通過改變輸入邏輯控制電路的N+2位數字控制源信號的高2位信號來改變移相范圍，進而通過改變數字控制源信號的低N位信號來改變兩個非0數字移相控制信號的取值C1和C2，從而改變最終矢量合成得到的輸出信號out的相位，實現其在高2位信號的移相范圍內移相。可見，本申請通過數字信號實現360°移相范圍的移相控制，不需要額外設置移相切換電路，且通過改變數字控制源信號的總位數和電流數模轉換器的精度，來調節數字移相器的精度值，保證良好的控制精度，從而滿足不同的移相器設計需求。本申請實施例中的電流數模轉換器，用于將邏輯控制電路產生的N位數字移相控制信號，轉換為相應大小的電流信號，即模擬信號。在本申請一個可行的實施例中，該電流數模轉換器可以采用由N個晶體管并聯連接構成的晶體管陣列；該晶體管陣列中的N個晶體管的源極都接地。該晶體管陣列中的N個晶體管的漏極共同連接，并作為相應電流數模轉換器的輸出端。該晶體管陣列中的每個晶體管的柵極作為相應電流數模轉換器的一個輸入端，每個輸入端分別接收所述N位數字移相控制信號中的一位數字信號。可選的，所述電流數模轉換器中的晶體管具體可以采用NMOS(N-channelmetaloxidesemiconductor，N溝道金屬氧化物半導體)晶體管，或者PMOS(P-channelmetaloxidesemiconductor，P溝道金屬氧化物半導體)晶體管等。需要說明的是，本申請實施例所述的電流數模轉換器并不局限于上述晶體管陣列的實現方式，在其他可行的實施例中，也可以采用其他電流可控電路。圖4所示的本申請一個實施例提供的數字移相器的電路結構圖。圖4所示的數字移相器的精度值為10-bit，即N+2＝10，邏輯控制電路100接收的數字控制源信號為10位數字信號PS<9:0>，輸出的四個數字移相控制信號均為8位，即第7位～第0位。電流數模轉換器210、220、230和240分別為由8個晶體管(NMOS晶體管)并聯連接構成的晶體管陣列。下面重點以電流數模轉換器210為例介紹本申請實施例提供的電流數模轉換器的結構及工作原理，其他三個電流數模轉換器220、230和240可參照理解。如圖4中電流數模轉換器210所示，其晶體管陣列中的8個晶體管的源極S7～S0都接地。該8個晶體管的漏極D7～D0共同連接，并作為電流數模轉換器210的輸出端(輸出的電流為8個漏極電流之和)，接于相應的放大器310的增益控制端。該8個晶體管的柵極G7～G0依次接入邏輯控制電路100的第一輸出端輸出的PS_a<7:0>中的8個數字信號位；假設PS_a<7:0>為“01001011”，則：柵極G7接入第7位數字信號PS_a<7>，即“0”；柵極G6接入第6位數字信號PS_a<6>，即“1”；……，柵極G1接入第1位數字信號PS_a<1>，即“1”；柵極G0接入第0位數字信號PS_a<0>，即“1”。每個晶體管的柵極輸入信號可以控制該晶體管的開關狀態；具體的，對于圖4所示的采用NMOS晶體管的情況，當柵極輸入信號為“1”時，相應的晶體管開通(漏極和源極導通)，漏極有電流輸出；當柵極輸入信號為“0”時，相應的晶體管關斷(漏極和源極導通)，其漏極無電流輸出(即漏極電流為0)。另外，對于采用PMOS晶體管的情況，當柵極輸入信號為“0”時，相應的晶體管開通，漏極有電流輸出；當柵極輸入信號為“1”時，相應的晶體管關斷，其漏極無電流輸出。在本申請一個可行的實施例中，在上述由晶體管陣列構成的電流數模轉換電路中，任一晶體管在導通時，其漏極輸出電流的大小，與其柵極輸入數字移相控制信號的比特位權重成正比。以圖4所示N＝8的情況為例，柵極G0至G7，其輸入信號在數字移相控制信號PS_a<7:0>中對應的比特位依次升高，對應的權重也依次增加，相應的晶體管在導通時漏極輸出電流也依次增加。可選的，可以預設一基準電流值I0，則上述電流數模轉換器中任一晶體管導通時其漏極輸出電流為Ii＝2iI0；其中，i為任一晶體管的柵極輸入數字移相控制信號的比特位，i＝0,1,2，……，N-1。仍以圖4所示N＝8的情況為例，柵極G0(i＝0)對應的晶體管導通時，對應漏極D0的輸出電流最小，設置為基準電流值I0，則：柵極G1(i＝1)對應的晶體管導通時，對應漏極D1的輸出電流為I1＝21I0＝2I0；柵極G2(i＝2)對應的晶體管導通時，對應漏極D2的輸出電流為I2＝22I0＝4I0；……；柵極G6(i＝6)對應的晶體管導通時，對應漏極D6的輸出電流為I6＝26I0＝64I0；柵極G7(i＝7)對應的晶體管導通時，對應漏極D7的輸出電流為I7＝27I0＝128I0。本實施例中，通過設計晶體管物理尺寸，可得到所需大小的輸出電流。可見，通過N位數字移相控制信號中“1”或“0”的個數，可以控制相應的電流數模轉換器的晶體管陣列中處于開通狀態的晶體管個數，從而控制漏極并聯后的電流之和的大小，進而控制輸入相應的放大器的增益控制端的電流大小，也即控制該放大器的放大倍數。開通的晶體管個數越多，漏極電流之和越大，輸入相應放大器的增益控制端的電流越大，該放大器的放大倍數越大。因此，本申請實施例可以通過改變數字控制源信號的低N位信號，來改變各個放大器的放大倍數，從而改變移相器的輸出信號out的大小。本申請實施例中的放大器，用于在電流數模轉換器輸出的電流信號的控制下，對外部輸入的四個正交輸入信號進行選擇，并將選擇的兩個輸入信號進行放大。根據所選擇的兩個輸入信號相位的不同，經過矢量求和得到的輸出信號out可以落在矢量圖的任一象限，即實現360°移相；另外，通過對選擇的兩個輸入信號進行放大，可以調節輸出信號out的大小及幅值。在本申請一個可行的實施例中，所述放大器可以有差分晶體管對實現；該差分晶體管對的源極共同連接，作為該放大器的增益控制端，接收相應電流數模轉換器輸出的電流信號；該差分晶體管對的柵極作為該放大器的輸入端，并接收四個正交輸入信號中相位相反的兩個輸入信號，如前文所述的Q+和Q-，或者，I+和I-；該差分晶體管對的漏極作為該放大器的輸出端，輸出一對差分信號，如前文所述的OUT_Q+和OUT_Q-，或者，OUT_I+和OUT_I-。可選的，所述差分晶體管對既可以為NMOS晶體管對，也可以為PMOS晶體管對。圖4所示的電路結構圖中，各個放大器可通過NMOS晶體管對實現，下面結合圖4以放大器310為例介紹本申請實施例提供的放大器的結構及工作原理，其他三個放大器320、330和340可參照理解。如圖4中放大器310所示，其差分晶體管對的源極共同連接，作為該放大器310的增益控制端，接收電流數模轉換器210輸出的電流信號，該差分晶體管對的一個柵極接收輸入信號Q+，另一個柵極接收反相的輸入信號Q-；在柵極的電流信號的控制下，兩個輸入信號Q+和Q-被放大后通過該差分晶體管對的漏極輸出，得到一對互為反相信號的放大信號，即差分信號Q+和Q-。每個放大器的兩個漏極輸出信號均輸入矢量求和電路400中進行矢量求和，得到差分輸出信號out+和out-。可見，本申請實施例提供的移相器，可以通過改變數字控制源信號的低N位信號，來改變電流數模轉換器的輸出電流大小，從而改變各個放大器的工作狀態(放大或置0)及放大倍數，進而改變移相器輸出的輸出信號out的移相范圍及幅值。參照圖5所示的電路模塊圖，本申請實施例提供的數字移相器，還可以包括數字校準電路500。該數字校準電路500的輸出端接于所述邏輯控制電路100的輸入端。該數字校準電路500用于根據數字預失真(digitalpre-distortion，DPD)算法產生所述N+2位數字控制源信號PS<(N+1):0>。本申請實施例所述的數字校準電路為可重構的(即可以通過對數字校準電路的邏輯或資源進行更新，實現對其功能的調整)，具體可采用軟件或可重構硬件實現。可選的，所述數字校準電路具體可以通過現場可編程門陣列(Field－ProgrammableGateArray，FPGA)、與所述數字移相器集成的片上數字電路、數字信號處理(DigitalSignalProcessing，DSP)芯片等可重構硬件實現，完成對數字移相器的數字校準。相對于現有的基于有源校準電路的移相器，本申請實施例提供的數字移相器通過基于軟件或可重構硬件的數字預失真方法實現數字校準，從而可以在降低電路復雜度的同時，提高移相器的有效相位精度，減小移相器的相位誤差及幅度誤差。在本申請一個可行的實施例中，數字校準電路具體可以設置為，根據預設控制碼表確定待輸出移相后的信號的相位相對應的控制碼，并將所確定的控制碼作為所述N+2位數字控制源信號。基于本申請實施例，在根據前文任一實施例所述的電路結構設計完成數字移相器后，可以對該數字移相器的2(N+2)種移相狀態進行測試，并收集測試數據(包括輸出信號的相位值、幅值等數據)；遍歷每種移相狀態對應的測試數據進行訓練，確定每種相位狀態下的最優相位值或幅值對應的控制碼(N+2位的二進制碼)，將該控制碼以控制碼表的形式存入數字校準電路，即所述預設控制碼。在數字移相器實際工作過程中，數字校準電路可以根據當前要輸出的信號的相位或幅值從該預設控制碼表中直接調用相應的控制碼，作為所述N+2位數字控制源信號，輸入邏輯控制電路，進行移相控制。圖6為基于本申請實施例設計的一種10-bit(相位精度為3.5°)數字移相器，在進行數字預失真校準前后輸出信號的1024(即210)種相位對比圖。由圖6可知，校準前的相位曲線L1呈非線性變化，相位誤差較大，而數字預失真校準后的相位曲線L2基本呈線性變化，接近理論值；實際計算得知，數字預失真校準后的相位/幅度誤差小于0.3°/0.2dB。可見，本申請實施例提供的數字移相器，通過數字預失真進行校準，相位誤差可以得到明顯改善。本說明書中各個實施例之間相同相似的部分互相參見即可。尤其，對于集成電路實施例而言，由于其基本相似于方法實施例，所以描述的比較簡單，相關之處參見方法實施例中的說明即可。以上所述的本申請實施方式并不構成對本申請保護范圍的限定。當前第1頁1 2 3