本發明涉及電路裝置、振蕩器、電子設備以及移動體。

背景技術：

一直以來，公知有ocxo(ovencontrolledcrystaloscillator：恒溫晶體振蕩器)、tcxo(temperaturecompensatedcrystaloscillator：溫度補償晶體振蕩器)等振蕩器。例如ocxo作為基站、網絡路由器、測量設備等中的基準信號源而被使用。

在這樣的ocxo、tcxo等振蕩器中，期望較高的頻率穩定度。但是，存在以下問題：在振蕩器的振蕩頻率中存在稱為老化的隨時間的變化，振蕩頻率隨時間經過而變動。例如，作為抑制不能接收gps信號等基準信號、已成為所謂的保持模式(hold-over)狀態的情況下的振蕩頻率的變動的現有技術，存在日本特開2015-82815號公報中公開的技術。在該現有技術中，設置存儲部以及經過時間測量部，該存儲部對振蕩頻率的控制電壓的校正值與經過時間的對應關系信息(老化特性數據)進行存儲。而且，在檢測到保持模式的情況下，根據在存儲部中存儲的校正值與經過時間的對應關系信息、和由經過時間測量部測量的經過時間來執行老化校正。

在該情況下，由于對應關系信息是使振蕩器長時間動作并測量老化特性所得的信息，所以無法獲得批量生產出的全部振蕩器的每一個的對應關系信息。因此，使用作為樣本而準備的振蕩器來獲得對應關系信息，重復使用該信息作為其他振蕩器的對應關系信息。

但是，在振蕩器的個體間的振蕩頻率的老化變動的特性中，存在由構成振蕩器的部件的性能、部件和振蕩器的安裝狀態、或者振蕩器的使用環境等個體偏差(以下，稱為元件偏差)而引起的差異，在上述現有技術中，難以減少由于該元件偏差引起的頻率變動。

根據本發明的幾個方式，可提供一種能夠實現更高精度的老化校正的電路裝置、振蕩器、電子設備以及移動體等。

技術實現要素：

本發明的一個方式涉及電路裝置，該電路裝置包含：處理部，其對基于輸入信號和基準信號的相位比較結果的頻率控制數據進行信號處理，其中，所述輸入信號基于振蕩信號；以及振蕩信號生成電路，其使用振子和來自所述處理部的所述頻率控制數據，生成通過所述頻率控制數據設定的振蕩頻率的振蕩信號，所述處理部在檢測到由所述基準信號的消失或者異常引起的保持模式之前的期間內，進行如下處理：通過卡爾曼濾波處理，估計針對基于所述相位比較結果的所述頻率控制數據的觀測值的真值，所述處理部在檢測到所述保持模式的情況下，保存與檢測到所述保持模式的時刻對應的時刻的所述真值，并進行基于所述真值的運算處理，由此生成老化校正后的所述頻率控制數據。

根據本發明的一個方式，處理部對基于輸入信號和基準信號的相位比較結果的頻率控制數據進行信號處理。而且，使用振子和來自處理部的頻率控制數據，生成通過頻率控制數據設定的振蕩頻率的振蕩信號。并且，在本發明的一個方式中，在檢測到保持模式之前的期間內，通過卡爾曼濾波處理來估計針對頻率控制數據的觀測值的真值。并且，在檢測到保持模式后，保存與檢測到保持模式的時刻對應的時刻下的真值，并進行基于所保存的真值的運算處理，由此生成老化校正后的頻率控制數據。由此，能夠根據通過卡爾曼濾波處理估計出、且在與檢測到保持模式的時刻對應的時刻下保存的真值，實現老化校正。因此，能夠實現以往無法實現的高精度的老化校正。

此外，在本發明的一個方式中，可以是，通過進行對所述真值加上校正值的所述運算處理，生成老化校正后的所述頻率控制數據。

由此，通過進行對在與保持模式的檢出時刻對應的時刻下保存的真值加上例如補償由老化速率導致的頻率變化的校正值的運算處理，實現了老化校正。因此，能夠通過簡單的處理實現高精度的老化校正。

此外，在本發明的一個方式中，可以是，在設時間步k的所述校正值為d(k)、所述時間步k的老化校正后的所述頻率控制數據為ac(k)的情況下，所述處理部通過ac(k+1)＝ac(k)+d(k)求出時間步k+1的老化校正后的所述頻率控制數據ac(k+1)。

由此，通過按照每個時間步進行ac(k+1)＝ac(k)+d(k)的處理，能夠通過簡單的處理實現高精度的老化校正。

此外，在本發明的一個方式中，可以是，所述處理部進行對所述真值加上濾波處理后的所述校正值的所述運算處理。

由此，能夠有效地抑制如下情況：由于將具有變動的波動的校正值與真值相加而導致老化校正的精度下降。

此外，在本發明的一個方式中，可以是，所述處理部根據所述卡爾曼濾波處理中的觀測殘差，求出所述校正值。

由此，能夠進行反映了卡爾曼濾波處理中的觀測殘差的校正值的更新處理，能夠實現更高精度的老化校正。

此外，在本發明的一個方式中，可以是，包含存儲部，該存儲部存儲所述卡爾曼濾波處理的系統噪聲的設定用的系統噪聲常數、和所述卡爾曼濾波處理的觀測噪聲的設定用的觀測噪聲常數。

由此，能夠實現減少了系統噪聲和觀測噪聲的元件偏差的影響的老化校正。

此外，在本發明的一個方式中，可以是，所述處理部根據輸入所述保持模式的檢測信號的輸入端子的電壓、或者經由數字接口部輸入的所述保持模式的檢測信息，判定是否成為所述保持模式的狀態。

由此，能夠根據輸入端子的電壓或者經由數字接口部輸入的檢測信息，通過簡單的處理來判斷是否成為了保持模式的狀態。

此外，在本發明的一個方式中，可以是，在從所述保持模式恢復的情況下，所述振蕩信號生成電路根據基于所述相位比較結果的所述頻率控制數據，生成所述振蕩信號。

由此，在從保持模式恢復并轉移到例如通常動作的情況下，能夠根據基于相位比較結果的頻率控制數據，生成適當的振蕩頻率的振蕩信號。

此外，另外，本發明的其他方式涉及振蕩器，該振蕩器包含：上述任意一項所述的電路裝置；以及所述振子。

此外，另外，本發明的其他方式涉及電子設備，該電子設備包含上述任意一項所述的電路裝置。

另外，本發明的其他方式涉及移動體，該移動體包含上述任意一項所述的電路裝置。

附圖說明

圖1是針對老化特性的元件偏差的說明圖。

圖2是針對保持模式時的老化校正的說明圖。

圖3是針對保持模式的說明圖。

圖4是針對保持模式的說明圖。

圖5是針對保持模式時間的說明圖。

圖6是本實施方式的電路裝置的基本結構例。

圖7是本實施方式的電路裝置的詳細結構例。

圖8是使用了卡爾曼濾波處理的老化校正的說明圖。

圖9是使用了卡爾曼濾波處理的老化校正的說明圖。

圖10是處理部的詳細結構例。

圖11是溫度補償處理的說明圖。

圖12是溫度補償處理的說明圖。

圖13是溫度補償處理的說明圖。

圖14是處理部的動作說明圖。

圖15是處理部的動作說明圖。

圖16是老化校正部的結構例。

圖17是卡爾曼濾波的模型例。

圖18是卡爾曼濾波部的結構例。

圖19是示出本實施方式的預測頻率偏差和實測頻率偏差的例子的圖。

圖20是溫度傳感器的結構例。

圖21是振蕩電路的結構例。

圖22是本實施方式的變形例的說明圖。

圖23是本實施方式的變形例的說明圖。

圖24是振蕩器的結構例。

圖25是電子設備的結構例。

圖26是移動體的結構例。

圖27是振蕩器的詳細結構例。

圖28是作為電子設備之一的基站的結構例。

具體實施方式

以下，針對本發明的優選實施方式詳細地進行說明。此外，以下說明的本實施方式并非對權利要求書中記載的本發明的內容進行不當限定，在本實施方式中說明的所有結構并非都必須是本發明的解決手段。

1.由老化導致的振蕩頻率變動

在ocxo、tcxo等振蕩器中，由于稱為老化的隨時間的變化，振蕩頻率變動。圖1的a1～a5是關于出貨批號相同或者不同的多個振蕩器的老化特性的測量結果的一例。如圖1的a1～a5所示，在老化變動的方式中存在伴隨著元件偏差的差異。

由老化導致的振蕩頻率的變動的原因被認為是在氣密密封容器內產生的粉塵向振子的脫落和附著、基于某些逸出氣體的環境變化、或者在振蕩器中使用的粘接劑的隨時間的變化。

作為用于抑制這樣的由老化導致的振蕩頻率的變動的對策，存在如下方法：在出貨前實施使振蕩器工作一定期間的初始老化，使振蕩頻率初始變動之后再出貨。但是，對于要求高頻率穩定度的用途，僅采取這樣的初始老化的對策是不夠的，期望補償由老化導致的振蕩頻率的變動的老化校正。

除此以外，在將振蕩器用作基站的基準信號源的情況下，存在所謂的保持模式的問題。例如在基站中，通過使用pll電路將振蕩器的振蕩信號(輸出信號)與來自gps或網絡的基準信號同步，抑制頻率變動。但是，當產生來自gps或網絡(互聯網)的基準信號成為消失或者異常的保持模式時，無法得到用于同步的基準信號。如果以gps為例，則在由于gps天線的設置位置或設置方向而未能接收定位信號、由于干擾波而未能準確地接收到定位信號、或者未從定位用衛星發送來定位信號的情況下，產生保持模式，無法執行使用了基準信號的同步處理。

當產生這樣的保持模式時，由振蕩器的自激振蕩而產生的振蕩信號成為基站的基準信號源。因此，要求如下的保持模式性能：在從保持模式的產生時刻到從保持模式恢復的時刻(解除時刻)為止的保持模式期間，抑制由振蕩器的自激振蕩導致的振蕩頻率的變動。

但是，如上述那樣，由于振蕩器的振蕩頻率存在由老化導致的無法忽略的程度的變動，因此，由于此而存在難以實現高的保持模式性能的課題。例如在24小時等保持模式期間內，在規定了容許的頻率偏差(δf/f)的情況下，如果存在由老化導致的振蕩頻率的大的變動，則無法滿足該容許頻率偏差的規定。

例如作為基站與通信終端的通信方式，提出了fdd(frequencydivisionduplex：頻分雙工)、tdd(timedivisionduplex：時分雙工)等各種方式。而且，在tdd方式中，上行和下行使用相同的頻率按照時分方式收發數據，在分配給各設備的時隙之間設定有保護時間。因此，為了實現適當的通信，需要在各設備中進行時刻同步，要求有準確的絕對時刻的計時。即，為了提供移動電話、地面數字廣播等在大范圍區域內通信的無線通信系統，需要設置多個基站，當計時時刻在這些基站之間發生偏差時，無法實現適當的通信。但是，在產生了來自gps或網絡的基準信號消失或者異常的保持模式的情況下，在振蕩器側需要在沒有基準信號的狀態下對絕對時刻進行計時，如果該計時時刻發生偏差，則通信失敗。因此，對于在基站等中使用的振蕩器，在保持模式期間也要求非常高的頻率穩定度。因此，對于補償由老化導致的頻率變動的老化校正，也要求高精度的校正。

圖2是說明保持模式時的老化校正的圖。頻率控制數據生成部40進行基于振蕩信號的輸入信號(輸入時鐘信號)、和來自gps或網絡的基準信號(基準時鐘信號)的相位比較(比較運算)，生成頻率控制數據。在通常動作時，選擇器48將來自頻率控制數據生成部40的頻率控制數據輸出到振蕩信號生成電路140。振蕩信號生成電路140的d/a轉換部80將該頻率控制數據轉換為頻率控制電壓，輸出到振蕩電路150。振蕩電路150使振子xtal以與該頻率控制電壓對應的振蕩頻率進行振蕩，生成振蕩信號。由頻率控制數據生成部40和振蕩信號生成電路140形成了pll電路的環路，能夠使基于振蕩信號的輸入信號和基準信號同步。

檢測電路47進行基準信號的檢測動作，檢測基準信號消失或異常的保持模式。在檢測到保持模式后，老化校正部56進行用于對保存于寄存器49中的頻率控制數據補償由老化導致的頻率變動的老化校正。并且，振蕩信號生成電路140使振子xtal按照與該老化校正后的頻率控制數據對應的振蕩頻率進行振蕩，生成振蕩信號。由此，能夠供給自激振蕩中的振蕩信號，作為基站等電子設備的基準信號源。

圖3的b1表示產生了保持模式的情況下的理想的振蕩頻率的老化的特性。另一方面，b2(虛線)表示由于老化而導致振蕩頻率變動的特性。b3是由老化導致的振蕩頻率的變動幅度。此外，圖4的b4表示產生了保持模式的情況下的用于接近b1的特性的頻率控制電壓的推移。另一方面，b5(虛線)表示從產生了基準信號消失或者異常的時刻起頻率控制電壓為恒定的狀態。

為了進行使圖3的b2所示的特性與b1所示的理想的特性接近的校正，進行老化校正。例如，如果通過老化校正，而如圖4的b4所示那樣使頻率控制電壓變化，則能夠進行使圖3的b2所示的特性接近b1所示的理想的特性的校正，例如，如果提高校正精度，則能夠將b2所示的特性校正為b1所示的理想的特性。另一方面，在如圖4的b5所示那樣未進行老化校正的情況下，如圖3的b2所示那樣，在保持模式期間，振蕩頻率變動，例如，如果對保持模式性能的要求規格是圖3所示的b1，則無法滿足該要求。

例如表示保持模式期間的基于振蕩頻率的變動的時間的偏移量(總量)的保持模式時間θtot能夠如下式(1)那樣表示。

這里，t1表示由保持模式導致的老化的經過時間。f0是標稱振蕩頻率，δf/f0是頻率偏差。在上式(1)中，t1×f0表示總時鐘數，(δf/f0)×(1/f0)表示1時鐘內的時刻的偏移量。而且，頻率偏差δf/f0能夠使用保持模式時間θtot和經過時間t1，如上式(2)那樣表示。

如圖5的b6所示，假設頻率偏差δf/f0相對于經過時間呈1次函數地以恒定的斜率變化。在該情況下，如圖5的b7所示，隨著經過時間t1變長，保持模式時間θtot呈2次函數地變長。

例如，在tdd方式的情況下，為了防止設定了保護時間的時隙重疊，要求保持模式時間為例如θtot＜1.5μs。因此，由上式(2)可知，作為振蕩器所容許的頻率偏差δf/f0，要求非常小的值。特別地，經過時間t1越長，該容許頻率偏差要求越小的值。例如，在作為從保持模式的產生時刻起、到利用維護作業從保持模式恢復的時刻為止的時間而假設的時間為例如t1＝24小時的情況下，作為容許頻率偏差，要求非常小的值。而且，由于在頻率偏差δf/f0中包含例如溫度依賴的頻率偏差和由老化導致的頻率偏差，因此，為了滿足上述要求，需要非常高精度的老化校正。

2.電路裝置的結構

圖6示出本實施方式的電路裝置的基本電路結構。如圖6所示，本實施方式的電路裝置包含處理部50和振蕩信號生成電路140。此外，還能夠包含頻率控制數據生成部40(廣義上是說相位比較部)。另外，本實施方式的電路裝置的結構不限于圖6的結構，能夠實施省略其一部分結構要素(例如頻率控制數據生成部)、或追加其他結構要素等各種變形。

處理部50進行各種信號處理。例如對頻率控制數據dfci(頻率控制碼)進行信號處理。具體而言，處理部50(數字信號處理部)進行例如老化校正處理、卡爾曼濾波處理，并根據需要進行溫度補償處理等信號處理(數字信號處理)。并且，輸出信號處理后的頻率控制數據dfcq。處理部50能夠包含：保持模式處理部52(保持模式處理的電路或程序模塊)、卡爾曼濾波部54(卡爾曼濾波處理的電路或程序模塊)和老化校正部56(老化校正處理的電路或程序模塊)。該處理部50可以由門陣列等asic電路實現，也可以由處理器(dsp、cpu)和在處理器上工作的程序(程序模塊)來實現。

振子xtal例如是at切類型、或sc切類型等厚度剪切振動類型的石英振子等或彎曲振動類型等的壓電振子。作為一例，振子xtal是設置于恒溫槽型振蕩器(ocxo)的恒溫槽內的類型，但是不限于此，可以是不具有恒溫槽的類型的tcxo用的振子。振子xtal也可以是諧振器(機電的諧振器或者電氣式的諧振電路)。另外，作為振子xtal，能夠采用saw(surfaceacousticwave：表面聲波)諧振器、作為硅制振子的mems(microelectromechanicalsystems：微電子機械系統)振子等作為壓電振子。作為振子xtal的基板材料，可使用石英、鉭酸鋰、鈮酸鋰等壓電單晶體、鋯鈦酸鉛等壓電陶瓷等壓電材料或硅半導體材料等。作為振子xtal的激勵手段，既可以使用基于壓電效應的手段，也可以使用基于庫侖力的靜電驅動。

振蕩信號生成電路140生成振蕩信號osck。例如，振蕩信號生成電路140使用來自處理部50的頻率控制數據dfcq(信號處理后的頻率控制數據)和振子xtal，生成通過頻率控制數據dfcq設定的振蕩頻率的振蕩信號osck。作為一例，振蕩信號生成電路140使振子xtal按照通過頻率控制數據dfcq設定的振蕩頻率進行振蕩，生成振蕩信號osck。

另外，振蕩信號生成電路140可以是以直接數字合成器方式生成振蕩信號osck的電路。例如也可以將振子xtal(固定振蕩頻率的振蕩源)的振蕩信號作為參考信號，以數字方式生成通過頻率控制數據dfcq設定的振蕩頻率的振蕩信號osck。

振蕩信號生成電路140可包含d/a轉換部80和振蕩電路150。但是，振蕩信號生成電路140不限于這樣的結構，能夠實施省略其中一部分結構要素、或追加其他結構要素等各種變形。

d/a轉換部80進行來自處理部50的頻率控制數據dfcq(處理部的輸出數據)的d/a轉換。被輸入到d/a轉換部80的頻率控制數據dfcq是處理部50的信號處理后(例如老化校正、溫度補償、或者卡爾曼濾波的處理后)的頻率控制數據(頻率控制碼)。作為d/a轉換部80的d/a轉換方式，例如可采用電阻串型(電阻分割型)。但是，d/a轉換方式不限于此，也可采用電阻梯型(r-2r梯型等)、電容陣列型或者脈寬調制型等各種方式。此外，d/a轉換部80除了d/a轉換器以外，還可以包含其控制電路、調制電路(抖動調制或者pwm調制等)、濾波電路等。

振蕩電路150使用d/a轉換部80的輸出電壓vq和振子xtal，生成振蕩信號osck。振蕩電路150經由第1、第2振子用端子(振子用焊盤)而連接于振子xtal。例如，振蕩電路150通過使振子xtal(壓電振子、諧振器等)振蕩而生成振蕩信號osck。具體而言，振蕩電路150使振子xtal以將d/a轉換部80的輸出電壓vq作為頻率控制電壓(振蕩控制電壓)的振蕩頻率進行振蕩。例如，在振蕩電路150是利用電壓控制對振子xtal的振蕩進行控制的電路(vco)的情況下，振蕩電路150可以包含電容值根據頻率控制電壓而變化的可變電容式電容器(變容二極管等)。

另外，如上所述，振蕩電路150可以通過直接數字合成器方式而實現，在該情況下，振子xtal的振蕩頻率成為參考頻率，成為不同于振蕩信號osck的振蕩頻率的頻率。

頻率控制數據生成部40生成頻率控制數據dfci。例如將基于振蕩信號osck的輸入信號與基準信號rfck進行比較，生成頻率控制數據dfci。所生成的頻率控制數據dfci被輸入到處理部50。這里，基于振蕩信號osck的輸入信號可以是振蕩信號osck本身，也可以是由振蕩信號osck生成的信號(例如分頻后的信號)。以下，主要以輸入信號是振蕩信號osck本身的情況為例進行說明。

頻率控制數據生成部40包含相位比較部41和數字濾波部44。相位比較部41(比較運算部)是進行作為輸入信號的振蕩信號osck與基準信號rfck的相位比較(比較運算)的電路，包含計數器42、tdc43(時間數字轉換器)。

計數器42生成數字數據，該數字數據與用基準信號rfck的基準頻率(例如1hz)除以振蕩信號osck的振蕩頻率而得的結果的整數部對應。tdc43生成與該除法結果的小數部對應的數字數據。tdc43例如包含：多個延遲元件；多個鎖存電路，它們在基準信號rfck的邊緣(高)定時將由多個延遲元件輸出的多個延遲時鐘信號鎖存；以及電路，其通過進行多個鎖存電路的輸出信號的編碼，生成與除法結果的小數部對應的數字數據。而且，相位比較部41將來自計數器42的與整數部對應的數字數據和來自tdc43的與小數部對應的數字數據相加，檢測與設定頻率之間的相位誤差。而且，數字濾波部44通過進行相位誤差的平滑化處理，生成頻率控制數據dfci。例如在設振蕩信號osck的頻率為fos、基準信號rfck的頻率為frf、與設定頻率對應的分頻數(分頻比)為fcw的情況下，以使fos＝fcw×frf的關系成立的方式生成頻率控制數據dfci。或者，計數器42可以對振蕩信號osck的時鐘數進行計數。即，計數器42通過基于振蕩信號osck的輸入信號進行計數動作。并且，相位比較部41可以通過整數，將基準信號rfck的n個周期(n是可設定為2以上的整數)中的計數器42的計數值、和計數值的期望值(n×fcw)進行比較。從相位比較部41輸出例如期望值和計數器42的計數值的差分，作為相位誤差數據。

另外，頻率控制數據生成部40的結構不限于圖6所示的結構，能夠實施各種變形。例如可以由模擬電路的相位比較器構成相位比較部41、或者由模擬電路的濾波部(環路濾波器)構成數字濾波部44。此外，處理部50可以進行數字濾波部44的處理(相位誤差數據的平滑化處理)。例如處理部50與其他處理(保持模式處理、卡爾曼濾波處理等)時分地進行數字濾波部44的處理。例如，由處理部50進行針對相位比較部41的相位比較結果(相位誤差數據)的濾波處理(平滑化處理)。

此外，在圖6中，電路裝置是內置有頻率控制數據生成部40的結構，但是頻率控制數據生成部也可以是設置于電路裝置的外部的電路。在該情況下，在后述的圖7中，只要從設置于外部的頻率控制數據生成部經由數字i/f部30將頻率控制數據dfci輸入到處理部50即可。

這樣，在本實施方式中，處理部50(處理器)進行針對基于輸入信號和基準信號rfck的相位比較結果的頻率控制數據dfci的信號處理，該輸入信號基于振蕩信號osck。即，處理部50針對基于相位比較部41中的相位比較結果的頻率控制數據dfci進行信號處理。例如，在處理部50中輸入來自頻率控制數據生成部40的頻率控制數據dfci，該頻率控制數據生成部40將基于振蕩信號osck的輸入信號與基準信號rfck相比較而生成頻率控制數據dfci。處理部50可以輸入相位比較部41的相位比較結果，進行針對相位比較結果的濾波處理(數字濾波部44的處理)。并且，處理部50(處理器)在檢測到由基準信號的消失或者異常引起的保持模式之前的期間內，進行如下處理：通過卡爾曼濾波處理估計針對基于相位比較結果的頻率控制數據dfci的觀測值的真值。該真值是通過卡爾曼濾波處理估計出的真值，不限于真正的真值。卡爾曼濾波處理由卡爾曼濾波部54執行。此外，基于保持模式檢出的控制處理由保持模式處理部52執行。

而且，處理部50(處理器)在檢測到保持模式的情況下，保存與保持模式的檢出時刻對應的時刻的真值。保存該真值的時刻可以是保持模式的檢出時刻本身，也可以是該時刻之前的時刻等。而且，處理部50通過進行基于所保存的真值的運算處理，生成被老化校正后的頻率控制數據dfcq。生成的頻率控制數據dfcq被輸出到振蕩信號生成電路140。該老化校正后的頻率控制數據dfcq的生成處理通過老化校正部56來執行。

例如在通常動作期間內，處理部50對基于相位比較結果的頻率控制數據dfci進行例如溫度補償處理等信號處理，并將信號處理后的頻率控制數據dfcq輸出到振蕩信號生成電路140。振蕩信號生成電路140使用來自處理部50的頻率控制數據dfcq和振子xtal，生成振蕩信號osck，并輸出到頻率控制數據生成部40(相位比較部41)。由此，形成了基于頻率控制數據生成部40(相位比較部41)、振蕩信號生成電路140等的pll電路的環路，從而能夠生成與基準信號rfck的相位同步的準確的振蕩信號osck。

而且在本實施方式中，即使在檢測到保持模式之前的通常動作期間內，處理部50的卡爾曼濾波部54也進行動作，對頻率控制數據dfci執行卡爾曼濾波處理。即，進行如下處理：通過卡爾曼濾波處理估計針對頻率控制數據dfci的觀測值的真值。

當檢測到保持模式時，將與保持模式的檢出時刻對應的時刻下的真值保存到處理部50中。具體而言，老化校正部56保存該真值。而且，老化校正部56通過進行基于所保存的真值的運算處理，生成老化校正后的頻率控制數據dfcq。

這樣，由于根據與保持模式的檢出時刻對應的時刻下的真值進行老化校正，因此，能夠大幅度提高老化校正的精度。即，能夠實現考慮了觀測噪聲和系統噪聲的影響的老化校正。

另外，振蕩信號生成電路140在從保持模式恢復的情況下，根據基于相位比較結果的頻率控制數據dfcq，生成振蕩信號osck。例如根據從頻率控制數據生成部40(相位比較部41)經由處理部50輸入的頻率控制數據dfcq，生成振蕩信號osck。例如當消除了基準信號rfck的消失狀態或異常狀態時，保持模式的狀態被解除，從保持模式恢復。在該情況下，電路裝置的動作恢復到通常動作。而且振蕩信號生成電路140不根據處理部50通過進行老化校正而生成的頻率控制數據dfcq，而根據從頻率控制數據生成部40經由處理部50輸入的頻率控制數據dfcq(溫度補償處理等信號處理后的頻率控制數據)，生成振蕩信號osck。

此外，處理部50通過進行對所保存的真值加上校正值的運算處理(補償由老化導致的頻率變化的運算處理)，生成老化校正后的頻率控制數據dfcq。例如通過在每個規定的時刻依次將與老化速率(老化的梯度、老化系數)對應的校正值(消除由老化速率導致的頻率變化的校正值)和與保持模式的檢出時刻對應的時刻下的真值相加，生成老化校正后的頻率控制數據dfcq。另外，本實施方式的相加處理包含加上負值的處理即減法處理。

例如設時間步k的校正值為d(k)、時間步k的老化校正后的頻率控制數據為ac(k)。在該情況下，處理部50通過ac(k+1)＝ac(k)+d(k)求出時間步k+1的老化校正后的頻率控制數據ac(k+1)。處理部50進行這樣的各個時間步的校正值d(k)的相加處理，直至從保持模式恢復的時刻(解除時刻)為止。

此外，處理部50進行對真值加上濾波處理后的校正值的運算處理。例如，對校正值d(k)進行低通濾波處理等濾波處理，進行對真值依次加上濾波處理后的校正值d’(k)的運算處理。具體而言，進行ac(k+1)＝ac(k)+d’(k)的運算處理。

此外，處理部50根據卡爾曼濾波處理中的觀測殘差，求出校正值。例如，處理部50在檢測到保持模式之前的期間，進行根據觀測殘差估計老化校正的校正值的處理。例如在設觀測殘差為ek的情況下，通過進行d(k)＝d(k-1)+e·ek的處理，估計校正值d(k)。這里e例如是常數，但也可以替代常數e，而使用卡爾曼增益。而且，保存與保持模式的檢出時刻對應的時刻下的校正值，并進行將保存的校正值與真值相加的運算處理，由此生成老化校正后的頻率控制數據dfcq。

圖7示出本實施方式的電路裝置的詳細結構例。在圖7中，對圖6的結構進一步設置了溫度傳感器10、a/d轉換部20、i/f部30、寄存器部32和存儲部34。另外，電路裝置的結構不限于圖7的結構，能夠實施省略其中一部分結構要素、或追加其他結構要素等各種變形。例如，可以采用設置于電路裝置的外部的溫度傳感器作為溫度傳感器10。

溫度傳感器10輸出溫度檢測電壓vtd。具體而言，輸出根據環境(電路裝置)的溫度而變化的溫度依賴電壓，作為溫度檢測電壓vtd。關于溫度傳感器10的具體結構例將后述。

a/d轉換部20進行來自溫度傳感器10的溫度檢測電壓vtd的a/d轉換，輸出溫度檢測數據dtd。例如輸出與溫度檢測電壓vtd的a/d轉換結果對應的數字的溫度檢測數據dtd(a/d結果數據)。作為a/d轉換部20的a/d轉換方式，例如可采用逐次比較方式、或與逐次比較方式類似的方式等。并且，a/d轉換方式不限于這種方式，可采用各種方式(計數型、并聯比較型或串并聯型等)。

數字i/f部(接口部)30是用于在電路裝置與外部裝置(微型計算機、控制器等)之間輸入輸出數字數據的接口。數字i/f部30例如能夠通過使用了串行時鐘線和串行數據線的同步式的串行通信方式來實現。具體而言，能夠通過i2c(inter-integratedcircuit：內部集成電路)方式、3線或者4線的spi(serialperipheralinterface：串行外設接口)方式等實現。i2c方式是通過串行時鐘線scl、和雙向的串行數據線sda這2根信號線來進行通信的同步式的串行通信方式。在i2c的總線上能夠連接多個從器件，主器件在指定單獨確定的從器件的地址，選擇從器件之后，與該從器件進行通信。spi方式是通過串行時鐘線sck和單向的2根串行數據線sdi、sdo進行通信的同步式的串行通信方式。在spi的總線上能夠連接多個從器件，而為了確定這些從器件，主器件需要使用從器件選擇線來選擇從器件。數字i/f部30由實現這些通信方式的輸入輸出緩沖電路和控制電路等構成。

寄存器部32是由狀態寄存器、命令寄存器、數據寄存器等多個寄存器構成的電路。電路裝置的外部裝置經由數字i/f部30訪問寄存器部32的各個寄存器。而且外部裝置能夠使用寄存器部32的寄存器來確認電路裝置的狀態、對電路裝置發出命令，對電路裝置傳送數據、并且從電路裝置讀出數據等。

存儲部34存儲電路裝置的各種處理和動作所需的各種信息。該存儲部34例如能夠通過非易失性存儲器來實現。作為非易失性存儲器，例如能夠使用eeprom等。作為eeprom，例如能夠使用monos(metal-oxide-nitride-oxide-silicon：金屬氧化-氮氧化硅)型存儲器等。例如能夠使用利用了monos型的存儲器的閃存。或者作為eeprom，可以使用浮柵型等其他類型的存儲器。另外，存儲部34只要是即使不供給電源也能夠保存并存儲信息的存儲器即可，例如也能夠通過熔絲電路等來實現。

處理部50除了保持模式處理部52、卡爾曼濾波部54、老化校正部56以外，在該情況下，還具有溫度補償部58(溫度補償處理的電路或程序模塊)。溫度補償部58(處理部50)根據來自a/d轉換部20的溫度檢測數據dtd，進行振蕩頻率的溫度補償處理。具體而言，溫度補償部58根據對應于溫度而變化的溫度檢測數據dtd(溫度依賴數據)、以及溫度補償處理用的系數數據(近似函數的系數數據)等，進行用于在存在溫度變化的情況下減小振蕩頻率的變動的溫度補償處理。

基準信號rfck經由作為電路裝置的外部連接端子的端子trfck(焊盤)輸入到電路裝置。對外部pll電路是否處于鎖定狀態進行通知的信號plock經由作為電路裝置的外部連接端子的端子tplock(焊盤)輸入到電路裝置。

而且，存儲部34存儲卡爾曼濾波處理的系統噪聲的設定用的系統噪聲常數(v)和卡爾曼濾波處理的觀測噪聲的設定用的觀測噪聲常數(w)。例如在產品(振蕩器等)的制造、出貨時，進行用于監測振蕩頻率等各種信息的測量(檢查)。而且根據該測量結果確定系統噪聲常數和觀測噪聲常數，并寫入例如由非易失性存儲器等實現的存儲部34中。這樣，能夠實現降低了由元件偏差導致的不良影響的系統噪聲常數和觀測噪聲常數的設定。

此外，處理部50根據輸入有保持模式的檢測信號的輸入端子的電壓或者經由數字i/f部30輸入的保持模式的檢測信息，判斷是否已成為保持模式的狀態。這些判斷處理由保持模式處理部52進行。例如保持模式處理部52具有狀態機的電路，該狀態機的狀態轉變是根據各種信號和信息來執行的。而且，當根據輸入有保持模式的檢測信號的輸入端子的電壓、和經由數字i/f部30而輸入的保持模式的檢測信息等而判斷出處于保持模式的狀態時，狀態機的狀態轉變為保持模式的狀態。然后執行保持模式時的各種處理(老化校正等)。

例如能夠假設基準信號rfck和信號plock，作為保持模式的檢測信號。在該情況下，處理部50根據輸入有基準信號rfck的端子trfck的電壓、輸入有信號plock的端子tplock的電壓，判斷是否已成為保持模式的狀態。

例如，在通過設置于電路裝置的內部的頻率控制數據生成部40形成pll電路的情況下，能夠根據輸入有基準信號rfck的端子trfck的電壓，判斷是否處于保持模式的狀態。例如處理部50在根據端子trfck的電壓而檢測到基準信號rfck處于消失或者異常的狀態的情況下，判斷出處于保持模式的狀態。

另一方面，在由設置于電路裝置的外部的頻率控制數據生成部形成pll電路的情況下，能夠根據輸入有信號plock的端子tplock的電壓，判斷是否已成為保持模式的狀態。例如外部裝置(控制外部pll電路的裝置)將通知外部pll電路是否已成為鎖定狀態的信號plock輸出到電路裝置。而且例如在通過信號plock判斷為外部pll電路未成為鎖定狀態的情況下，處理部50判斷為處于保持模式的狀態。另外，除了信號plock之外，還可以使用基準信號rfck，來判斷是否已成為保持模式的狀態。此外，外部pll電路例如是由設置于電路裝置的外部的頻率控制數據生成部、和電路裝置的振蕩信號生成電路140等構成的pll電路。

此外，在通過設置于電路裝置的外部的頻率控制數據生成部形成pll電路的情況下，可以根據經由數字i/f部30輸入的保持模式的檢測信息，判斷是否已成為保持模式的狀態。例如在控制外部pll電路的外部裝置(例如微型計算機)根據基準信號的消失或者異常而判斷為已成為保持模式的狀態的情況下，將保持模式的檢測信息經由數字i/f部30而設定于寄存器部32的寄存器(通知寄存器)。處理部50通過讀出設定于該寄存器的保持模式的檢測信息來判斷是否已成為保持模式的狀態。這樣，不需要新設置保持模式的檢測用的端子，實現了電路裝置的端子數的削減等。

3.使用了卡爾曼濾波處理的老化校正

在本實施方式中，采用了使用卡爾曼濾波處理的老化校正方法。具體而言，在本實施方式中，在檢測到保持模式之前的期間內，通過卡爾曼濾波處理估計針對頻率控制數據(振蕩頻率)的觀測值的真值。而且，在檢測到保持模式的情況下，保存與保持模式的檢出時刻對應的時刻(時間點)下的真值，并進行基于所保存的真值的運算處理，由此，實現老化校正。

圖8是示出由老化導致的振蕩頻率的變動的測量結果例的圖。橫軸是經過時間(老化時間)，縱軸是振蕩頻率的頻率偏差(δf/f0)。如圖8的c1所示，在作為觀測值的測量值中存在由系統噪聲、觀測噪聲引起的大的偏差。在該偏差中還包含由環境溫度引起的偏差。

當這樣在測量值中存在大的偏差的狀況下，為了正確地求出真值，在本實施方式中，進行基于卡爾曼濾波處理(例如線性卡爾曼濾波處理)的狀態估計。

圖9示出時間序列的狀態空間模型，該模型的離散時間狀態方程式通過下式(3)、(4)的狀態方程式、觀測方程式來給出。

x(k+1)＝a·x(k)+v(k)···(3)

y(k)＝x(k)+w(k)···(4)

x(k)是時刻k的狀態，y(k)是觀測值。v(k)是系統噪聲，w(k)是觀測噪聲，a是系統矩陣。在x(k)是振蕩頻率(頻率控制數據)的情況下，a例如相當于老化速率(老化系數)。老化速率表示振蕩頻率相對于經過期間的變化率。

例如，設為在圖8的c2所示的時刻下產生了保持模式。在該情況下，根據基準信號rfck中斷的c2的時刻下的真實狀態x(k)、和相當于圖8的c3所示的斜率的老化速率(a)執行老化校正。具體而言，作為用于減小由c3所示的老化速率導致的頻率變化的補償(校正)，例如以消除(抵消)該頻率變化的校正值，進行使c2的時刻下的振蕩頻率(頻率控制數據)的真值x(k)依次變化的老化校正。即，消除圖3的b2所示的老化速率下的頻率變化，以使得成為b1所示的理想的特性的校正值使真值x(k)變化。這樣，例如在保持模式的期間為24小時的情況下，能夠通過老化校正來補償作為經過24小時后的振蕩頻率的變動的圖8的fdv。

這里，在圖8的c1所示的振蕩頻率(頻率偏差)的變動中包含由溫度變動引起的變動以及由老化引起的變動。因此，在本實施方式中，例如通過采用具有恒溫槽的恒溫槽結構的振蕩器(ocxo)，將由溫度變動引起的振蕩頻率的變動抑制為最小限度。此外，使用圖7的溫度傳感器10等執行降低由溫度變動引起的振蕩頻率的變動的溫度補償處理。

而且，在pll電路(內部pll電路、外部pll電路)與基準信號rfck同步的期間(通常動作期間)內，監測頻率控制數據(頻率控制碼)，求出去除誤差(系統噪聲、觀測噪聲)后的真值，并保存于寄存器。而且，在由于基準信號rfck的消失或者異常而解除了pll電路的鎖定的情況下，根據在鎖定解除的時刻保存的真值(針對頻率控制數據的觀測值的真值)來執行老化校正。例如，作為用于減小由圖8的c3的斜率即老化速率導致的頻率變化的補償，進行對所保存的頻率控制數據的真值依次加上例如消除該頻率變化的校正值的處理，由此，生成保持模式期間的自激振蕩時的頻率控制數據dfcq，使振子xtal振蕩。這樣，由于能夠以最小誤差求出進入保持模式的時刻下的真值，并執行老化校正，因此，能夠實現將由老化變動導致的不良影響抑制為最小限度的保持模式性能。

4.處理部的結構

圖10示出處理部50的詳細結構例。另外，處理部50的結構不限于圖10的結構，能夠實施省略其中一部分結構要素、或追加其他結構要素等各種變形。

如圖10所示，處理部50包含卡爾曼濾波部54、老化校正部56、溫度補償部58、選擇器62、63和加法器65。

卡爾曼濾波部54輸入有頻率控制數據dfci(去除了環境變動成分的頻率控制數據)，執行卡爾曼濾波處理。而且，輸出相當于通過卡爾曼濾波處理估計出的真值的后驗估計值x^(k)。另外，在本說明書中，將表示是估計值的帽形的符號“^”適當地排列成2個字符來進行記載。

卡爾曼濾波處理是指如下處理：假設在觀測值和表示系統的狀態的變量中包含噪聲(誤差)，使用從過去至現在取得的觀測值來估計系統的最佳狀態。具體而言，反復進行觀測更新(觀測過程)與時間更新(預測過程)，估計狀態。觀測更新是使用觀測值與時間更新的結果來更新卡爾曼增益、估計值、誤差協方差的過程。時間更新是使用觀測更新的結果來預測下一時刻下的估計值、誤差協方差的過程。另外，在本實施方式中，主要說明了使用線性卡爾曼濾波處理的方法，但也能夠采用擴展卡爾曼濾波處理。關于本實施方式的卡爾曼濾波處理的詳情，將在后文進行敘述。

老化校正部56從卡爾曼濾波部54輸入后驗估計值x^(k)和校正值d’(k)。而且，通過進行對相當于頻率控制數據的真值的后驗估計值x^(k)加上校正值d’(k)的運算處理，生成老化校正后的頻率控制數據即ac(k)。這里d’(k)是濾波處理后(低通濾波處理后)的校正值d(k)。即，在設時間步k(時刻k)的校正值(濾波處理后的校正值)為d’(k)、時間步k的老化校正后的頻率控制數據為ac(k)的情況下，老化校正部56通過ac(k+1)＝ac(k)+d’(k)求出時間步k+1(時刻k+1)的老化校正后的頻率控制數據ac(k+1)。

溫度補償部58輸入有溫度檢測數據dtd，進行溫度補償處理，生成用于使振蕩頻率相對于溫度變動保持為恒定的溫度補償數據tcode(溫度補償碼)。溫度檢測數據dtd是通過由圖7的a/d轉換部20將來自溫度傳感器10的溫度檢測電壓vtd進行a/d轉換而得到的數據。

例如，在圖11、圖12、圖13中示出初始振蕩頻率溫度特性的例子。在這些圖中，橫軸是周圍溫度，縱軸是振蕩頻率的頻率偏差。如圖11～圖13所示，振蕩頻率的溫度特性根據每個產品的樣本而有較大偏差。因此，在產品(振蕩器)的制造、出貨時的檢查工序中，測量振蕩頻率的溫度特性、和與周圍溫度對應的溫度檢測數據的變化特性。而且根據測量結果來求出下式(5)的多項式(近似函數)的系數a0～a5，將求得的系數a0～a5的信息寫入到圖7的存儲部34(非易失性存儲器)中進行存儲。

tcode＝a5·x⁵+a4·x⁴+a3·x³+a2·x²+a1·x+a0···(5)

在上式(5)中，x相當于由a/d轉換部20得到的溫度檢測數據dtd(a/d轉換值)。由于還測量了相對于周圍溫度變化的溫度檢測數據dtd的變化，因此，通過上式(5)的多項式所表示的近似函數，能夠將周圍溫度與振蕩頻率對應起來。溫度補償部58從存儲部34讀出系數a0～a5的信息，根據該系數a0～a5和溫度檢測數據dtd(＝x)進行上式(5)的運算處理，生成溫度補償數據tcode(溫度補償碼)。由此，能夠實現用于使振蕩頻率相對于周圍溫度的變化保持為恒定的溫度補償處理。

選擇器62、63在選擇端子s的輸入信號的邏輯電平為“1”(有效)的情況下，選擇“1”側的端子的輸入信號，并作為輸出信號而輸出。此外，在選擇端子s的輸入信號的邏輯電平為“0”(無效)的情況下，選擇“0”側的端子的輸入信號，并作為輸出信號而輸出。

信號kfen是卡爾曼濾波處理的使能信號。卡爾曼濾波部54在信號kfen為邏輯電平“1”(以下，簡記為“1”)的情況下執行卡爾曼濾波處理。信號plllock是在pll電路為鎖定狀態的情況下成為“1”的信號。信號holdover是在檢測到保持模式的保持模式期間成為“1”的信號。這些信號plllock、holdover是通過圖7的保持模式處理部52的狀態機的電路生成的。

信號tcen是溫度補償處理的使能信號。以下，主要以信號tcen為“1”、且選擇器63選擇“1”側的輸入信號的情況為例進行說明。此外，信號kfen也是“1”。

在通常動作期間，由于信號holdover為邏輯電平“0”((以下，簡記為“0”)，因此，選擇器62選擇“0”端子側的頻率控制數據dfci。而且，通過加法器65對該頻率控制數據dfci加上溫度補償數據tcode，溫度補償處理后的頻率控制數據dfcq被輸出到后級的振蕩信號生成電路140。

另一方面，在保持模式期間，信號holdover為“1”，選擇器62選擇“1”端子側的ac(k)。ac(k)是老化校正后的頻率控制數據。

圖14是說明卡爾曼濾波部54的動作的真值表。在信號plllock、kfen都是“1”的情況下，卡爾曼濾波部54執行真值估計處理(卡爾曼濾波處理)。即，在通常動作期間內pll電路(內部或者外部的pll電路)處于鎖定狀態的情況下，持續進行作為觀測值的頻率控制數據dfci的真值估計處理。

而且，在成為保持模式的狀態，解除pll電路的鎖定，從而信號plllock為“0”的情況下，卡爾曼濾波部54保持上次的輸出狀態。例如在圖10中，保存并持續輸出保持模式的檢出時刻(pll電路的鎖定解除的時刻)下的值，作為估計為頻率控制數據dfci的真值的后驗估計值x^(k)和老化校正的校正值d’(k)。

老化校正部56在保持模式期間內，使用來自卡爾曼濾波部54的后驗估計值x^(k)、校正值d’(k)進行老化校正。具體而言，保存保持模式的檢出時刻的后驗估計值x^(k)、校正值d’(k)，進行老化校正。

此外，在圖10中，在卡爾曼濾波部54中輸入去除了溫度變動成分(廣義上說是環境變動成分)和老化變動成分中的溫度變動成分的頻率控制數據dfci。卡爾曼濾波部54對去除了溫度變動成分(環境變動成分)的頻率控制數據dfci進行卡爾曼濾波處理，估計針對頻率控制數據dfci的真值。即，求出后驗估計值x^(k)。而且，老化校正部56根據估計出的真值即后驗估計值x^(k)進行老化校正。更具體而言，根據來自卡爾曼濾波部54的后驗估計值x^(k)和校正值d’(k)求出老化校正后的頻率控制數據ac(k)。而且，老化校正后的頻率控制數據即ac(k)經由選擇器62輸入到加法器65，加法器65進行對ac(k)加上溫度補償數據tcode(環境變動成分的補償用數據)的處理。

例如，如圖15的示意圖所示，當溫度變動時，如e1所示，頻率控制數據也與其對應地變動。因此，當使用像e1那樣伴隨著溫度變動而變動的頻率控制數據來進行卡爾曼濾波處理時，保持模式檢出時刻下的真值也產生波動。

因此，在本實施方式中，取得去除了溫度變動成分的頻率控制數據，并輸入到卡爾曼濾波部54。即，將去除了溫度變動成分(環境變動成分)和老化變動成分中的溫度變動成分的頻率控制數據輸入到卡爾曼濾波部54。即，輸入圖15的e2所示的頻率控制數據。e2的頻率控制數據為去除了溫度變動成分而殘留有老化變動成分的頻率控制數據。

卡爾曼濾波部54通過對這樣去除了溫度變動成分而殘留有老化變動成分的頻率控制數據dfci進行卡爾曼濾波處理，求出被估計真值的后驗估計值x^(k)、老化校正的校正值d’(k)。而且，將在保持模式的檢出時刻估計出的真值即后驗估計值x^(k)、校正值d’(k)保存到老化校正部56，用于執行老化校正。

例如通過加法器65進行加上溫度補償數據tcode的處理，頻率控制數據dfcq成為被溫度補償后的頻率控制數據。因此，輸入有頻率控制數據dfcq的振蕩信號生成電路140輸出溫度補償后的振蕩頻率的振蕩信號osck。因此，與該振蕩信號生成電路140一起構成pll電路的圖7的頻率控制數據生成部40將如圖15的e2所示那樣去除了溫度變動成分的頻率控制數據dfci供給到處理部50。而且，如圖15的e2所示，在去除了該溫度變動成分的頻率控制數據dfci中殘留有隨著經過時間而變化的老化變動成分。因此，處理部50的卡爾曼濾波部54對殘留有該老化變動成分的頻率控制數據dfci進行卡爾曼濾波處理，如果老化校正部56根據卡爾曼濾波處理的結果進行老化校正，則能夠實現高精度的老化校正。

另外，作為圖10的變形例，可以不進行加法器65中的加上溫度補償數據tcode的處理，而進行用于去除頻率控制數據dfci的溫度變動成分(環境變動成分)的運算處理，并將運算處理后的頻率控制數據dfci輸入到卡爾曼濾波部54。例如省略圖10的加法器65以及選擇器63的結構，在卡爾曼濾波部54的前級設置從頻率控制數據dfci中減去溫度補償數據tcode的減法器，將該減法器的輸出輸入到卡爾曼濾波部54。此外，在老化校正部56與選擇器62之間設置將老化校正部56的輸出與溫度補償數據tcode相加的加法器，將加法器的輸出輸入到選擇器62的“1”側的端子。通過這樣的結構，也能夠將去除了溫度變動成分而僅殘留有老化變動成分的頻率控制數據dfci輸入到卡爾曼濾波部54。

圖16示出老化校正部56的詳細結構例。由于在通常動作期間內，信號holdover為“0”，因此，選擇器360、361選擇“0”端子側。由此，在通常動作期間內，由卡爾曼濾波部54運算出的后驗估計值x^(k)、校正值d’(k)(濾波處理后的校正值)被分別保存到寄存器350、351。

當檢測到保持模式，從而信號holdover為“1”時，選擇器360、361選擇“1”端子側。由此，選擇器361在保持模式期間中，持續輸出在保持模式的檢出時刻保存于寄存器351的校正值d’(k)。

而且，加法器340進行如下處理：按照各時間步，對在保持模式的檢出時刻保存于寄存器350的后驗估計值x^(k)依次加上保存于寄存器351并從選擇器361輸出的校正值d’(k)(校正值)。由此，實現了下式(6)所示的老化校正。

ac(k+1)＝ac(k)+d′(k)···(6)

即，進行如下處理來實現老化校正：對在圖8的c2的時刻保存的真值即后驗估計值x^(k)依次加上校正值d’(k)，該校正值d’(k)用于消除(補償)由相當于c3的斜率的老化速率導致的頻率變化。

5.卡爾曼濾波處理

接下來，對本實施方式的卡爾曼濾波處理的詳情進行說明。圖17示出卡爾曼濾波的模型例。圖17的模型的狀態方程式、觀測方程式如下式(7)、(8)那樣表示。

x(k+1)＝a·x(k)+v(k)···(7)

y(k)＝c^t·x(k)+w(k)···(8)

k表示作為離散的時間的時間步。x(k)是時間步k(時刻k)的系統的狀態，例如是n維的向量。a被稱為系統矩陣。具體而言，a是n×n的矩陣，將不存在系統噪聲的情況下的時間步k的系統的狀態與時間步k+1的系統的狀態關聯起來。v(k)是系統噪聲。y(k)是觀測值，w(k)是觀測噪聲。c是觀測系數向量(n維)，t表示轉置矩陣。

在上式(7)、(8)的模型的卡爾曼濾波處理中，進行下式(9)～(13)的處理，估計真值。

p^-(k)＝a·p(k-1)·a^t+v(k)···(10)

p(k)＝(1-g(k)·c^t)·p^-(k)···(13)

x^(k)：后驗估計值

x^^-(k)：先驗估計值

p(k)：后驗協方差

p^-(k)：先驗協方差

g(k)：卡爾曼增益

上式(9)、(10)是時間更新(預測過程)的式子，上式(11)～(13)是觀測更新(觀測過程)的式子。作為離散的時間的時間步k每前進1個，則進行1次卡爾曼濾波處理的時間更新(式(9)、(10))以及觀測更新(式(11)～(13))。

x^(k)、x^(k-1)是時間步k、k-1的卡爾曼濾波處理的后驗估計值。x^^-(k)是得到觀測值之前預測的先驗估計值。p(k)是卡爾曼濾波處理的后驗協方差，p^-(k)是得到觀測值之前預測的先驗協方差。g(k)是卡爾曼增益。

在卡爾曼濾波處理中，在觀測更新中，通過上式(11)求出卡爾曼增益g(k)。此外，根據觀測值y(k)，通過上式(12)，更新后驗估計值x^(k)。此外，通過上式(13)，更新誤差的后驗協方差p(k)。

此外，在卡爾曼濾波處理中，在時間更新中，如上式(9)所示，根據時間步k-1的后驗估計值x^(k-1)和系統矩陣a，預測下一時間步k的先驗估計值x^^-(k)。此外，如上式(10)所示，根據時間步k-1的后驗協方差p(k-1)、系統矩陣a、系統噪聲v(k)，預測下一時間步k的先驗協方差p^-(k)。

另外，當要執行上式(9)～(13)的卡爾曼濾波處理時，有時處理部50的處理負荷過大，導致電路裝置的大規模化。例如為了求出上式(9)的x^^-(k)＝ax^(k-1)的a，需要擴展卡爾曼濾波處理。而且，擴展卡爾曼濾波處理的處理負荷非常重，當要通過能夠進行擴展卡爾曼濾波處理的硬件來實現處理部50時，處理部50的電路面積容易變得非常大。因此，當對內置于振蕩器的電路裝置強烈要求小型化的狀況下，是不恰當的。另一方面，當使用固定值的標量值作為系統矩陣a時，實現恰當的老化校正時的難易度提高。

因此，作為需要避免這樣的狀況時的解決手段，在本實施方式中，不通過上式(9)～(13)，而通過基于下式(14)～(19)的處理來實現卡爾曼濾波處理。即，處理部50(卡爾曼濾波部54)執行基于下式(14)～(19)的卡爾曼濾波處理。

p^-(k)＝p(k-1)+v(k)···(15)

p(k)＝(1-g(k))·p^-(k)···(18)

另外，在本實施方式中，作為真值的估計處理的對象的x(k)是頻率控制數據，觀測值y(k)也是頻率控制數據，因此，c＝1。此外，由于a的標量值無限接近于1，因此，能夠使用上式(15)來替代上式(10)。

如上所述，與采用擴展卡爾曼濾波處理來作為卡爾曼濾波處理的情況相比，在本實施方式的卡爾曼濾波處理中，如上式(14)所示，通過時間步k-1的后驗估計值x^(k-1)與校正值d(k-1)的相加處理來求出時間k的先驗估計值x^^-(k)。因此，不需要使用擴展卡爾曼濾波處理，在實現處理部50的處理負荷的減輕、電路規模的增加抑制等方面優異。

在本實施方式中，通過下述式子的變形導出上式(14)。

例如上式(20)能夠如上式(21)那樣變形。這里，由于上式(21)的(a-1)是非常小的數，因此，如上式(22)、(23)所示，能夠采用將(a-1)·x^(k-1)置換為(a-1)·f0的近似。然后，將該(a-1)·f0置換為校正值d(k-1)。

而且如上式(19)所示，在從時間步k-1向時間步k的時間更新時，進行校正值d(k)＝d(k-1)+e·(y(k)-x^^-(k))＝d(k-1)+e·ek的更新處理。這里，ek＝y(k)-x^^-(k)被稱為卡爾曼濾波處理中的觀測殘差。此外，e是常數。另外，也能夠替代常數e，而實施使用卡爾曼增益g(k)的變形。即，可以是d(k)＝d(k-1)+g(k)·ek。

這樣，在式(19)中，在設觀測殘差為ek、常數為e的情況下，通過d(k)＝d(k-1)+e·ek求出校正值d(k)。這樣，能夠進行反映了卡爾曼濾波處理中的觀測殘差ek的、校正值d(k)的更新處理。

圖18示出卡爾曼濾波部54的結構例。卡爾曼濾波部54包含加法器300、301、302、303、304、乘法器305、寄存器310、311、312、313、選擇器320、321、濾波器330、331和運算器332、333。另外，卡爾曼濾波部54的結構不限于圖18所示的結構，能夠實施省略其中一部分結構要素、或追加其他結構要素等各種變形。例如，可以通過1個運算器的時分處理來實現加法器300～304等的處理。

通過加法器304和寄存器312，執行上式(14)的運算處理。此外，系統噪聲的設定用的系統噪聲常數v和觀測噪聲的設定用的觀測噪聲常數w的信息被從圖7的存儲部34讀出，并輸入到卡爾曼濾波部54(處理部50)。并且，通過加法器300和寄存器310，執行上式(15)的運算處理。此外，運算器332執行上式(16)的運算處理，求出卡爾曼增益g(k)。并且，根據求出的卡爾曼增益g(k)，通過加法器301、乘法器305和加法器302，執行上式(17)的運算處理。此外，運算器333執行上式(18)的運算處理，求出后驗協方差p(k)。

此外，通過加法器303、寄存器311和濾波器330，執行上式(19)的運算處理。輸入到濾波器330中的常數e的信息被從圖7的存儲部34讀出。常數e相當于老化速率的校正系數(濾波常數)。例如，濾波器330根據常數e來進行增益調整等，由此能夠實現上式(19)的e·(y(k)-x^^-(k))。

在信號plllock、kfen分別為“1”的情況下，選擇器320、321選擇“1”側的端子的輸入信號。將選擇器320的輸出信號保存到寄存器313中。因此，在成為保持模式的狀態且信號plllock從“1”變為“0”以后，將保持模式的檢出時刻下的真值即x^(k)保存到寄存器313中。

濾波器331對校正值d(k)進行濾波處理。具體而言，對校正值d(k)進行數字低通濾波處理，將濾波處理后的校正值d’(k)輸入到圖16的老化校正部56。常數j是濾波器331的濾波常數。根據常數j，設定了濾波器331的最佳截止頻率。

例如，根據圖8可知，在補償由老化速率導致的頻率變化的校正值d(k)中存在細微的變動的波動。因此，在將這樣存在波動的校正值d(k)與真值相加后，老化校正的精度下降。

關于此點，在本實施方式中，將濾波處理后的校正值d’(k)與真值相加，所以能夠實現更高精度的老化校正。

如上所述，在本實施方式中，如上式(14)所示，處理部50在卡爾曼濾波處理的先驗估計值的更新處理(時間更新)中，進行如下處理：通過上次的時刻下的后驗估計值x^(k-1)與校正值d(k-1)的相加處理，求出此次的時刻下的先驗估計值x^^-(k)。而且，根據卡爾曼濾波處理的結果，進行頻率控制數據的老化校正。即，進行上次的時刻即時間步k-1的后驗估計值x^(k-1)與校正值d(k-1)的相加處理，通過x^^-(k)＝x^(k-1)+d(k-1)求出此次的時刻即時間步k的先驗估計值x^^-(k)。

而且，處理部50(老化校正部56)根據該卡爾曼濾波處理的結果(真值、校正值)來進行老化校正。即，在設時間步k的校正值為d(k)(或者d’(k))、時間步k的老化校正后的頻率控制數據為ac(k)的情況下，通過ac(k+1)＝ac(k)+d(k)(或者ac(k)+d’(k))求出時間步k+1的老化校正后的頻率控制數據ac(k+1)。

此外，處理部50如上式(19)所示那樣根據上次的時刻下的校正值d(k-1)和卡爾曼濾波處理中的觀測殘差ek，求出此次的時刻下的校正值d(k)。例如，通過進行對上次的時刻下的校正值d(k-1)加上基于觀測殘差的值即e·ek(或者g(k)·ek)的處理，求出此次的時刻下的校正值d(k)。具體而言，根據上次的時刻即時間步k-1的校正值d(k-1)和卡爾曼濾波處理中的觀測殘差ek，求出此次的時刻即時間步k的校正值d(k)。例如，在設觀測殘差為ek、常數為e的情況下，通過d(k)＝d(k-1)+e·ek求出校正值d(k)。

例如在本實施方式中，如圖15中說明的那樣，取得溫度變動成分信息等環境變動成分信息，并使用取得的環境變動成分信息，取得去除了環境變動成分和老化變動成分中的環境變動成分的頻率控制數據。這里，環境變動成分信息可以是電源電壓變動成分、氣壓變動成分或者重力變動成分等。然后，根據去除了環境變動成分的頻率控制數據來進行老化校正。具體而言，設環境變動成分為溫度。在該情況下，根據溫度檢測數據dtd來取得作為環境變動成分信息的溫度變動成分信息，該溫度檢測數據dtd是通過來自作為用于取得環境變動成分信息的環境變動信息取得部的、圖7的溫度傳感器10的溫度檢測電壓vtd而求出的。然后，使用取得的溫度變動成分信息，取得去除了溫度變動成分的頻率控制數據。例如圖10的溫度補償部58取得溫度補償數據tcode，通過加法器65進行溫度補償數據tcode的相加處理，由此，去除了溫度變動成分的頻率控制數據dfci從頻率控制數據生成部40輸入，并由處理部50取得。即，如圖15的e2所示，取得去除了溫度變動成分而殘留有老化變動成分的頻率控制數據dfci，并輸入到卡爾曼濾波部54。

另外，去除了環境變動成分的頻率控制數據除了包含完全去除了環境變動成分的適當狀態的頻率控制數據之外，還包含在頻率控制數據內存在能夠忽略的程度的環境變動成分的狀態的頻率控制數據。

例如，能夠通過檢測環境變動成分信息的環境變動信息取得部即溫度傳感器、電壓檢測電路等，取得溫度變動成分信息或者電源電壓變動成分信息等環境變動成分信息。另一方面，老化變動成分是隨時間經過而變化的振蕩頻率的變動成分，難以通過傳感器等直接檢測該老化變動成分的信息。

因此，在本實施方式中，取得能夠由傳感器等檢測的溫度變動成分信息等環境變動成分信息，并利用該環境變動成分信息，取得去除了環境變動成分和老化變動成分中的環境變動成分的頻率控制數據。即，通過進行從頻率控制數據的變動成分中去除環境變動成分的處理(例如加法器65的加法處理)，能夠如圖15的e2所示那樣，取得僅殘留有老化變動成分的頻率控制數據。然后，如果根據殘留有老化變動成分的頻率控制數據進行卡爾曼濾波處理等，則能夠估計針對頻率控制數據的真值。而且，如果根據這樣估計出的真值來進行老化校正，則能夠實現在現有例中無法實現的高精度的老化校正。

這樣，在本實施方式中，在卡爾曼濾波部54中輸入去除了溫度變動成分(環境變動成分)、而殘留有老化變動成分的頻率控制數據dfci。而且如圖1、圖8所示，如果限定期間，則在該期間內，能夠假設振蕩頻率以恒定的老化速率變化。能夠假設例如以圖8的c3所示的恒定的斜率變化。

在本實施方式中，通過d(k)＝d(k-1)+e·ek的式子，求出了用于補償(消除)由這樣的老化變動成分導致的恒定的老化速率下的頻率變化的校正值。即，求出了用于補償由相當于圖8的c3的斜率的老化速率導致的頻率變化的校正值d(k)。這里，老化速率不是恒定的，而是如圖1、圖8所示，隨著經過時間而變化。

對此，在本實施方式中，如d(k)＝d(k-1)+e·ek那樣，根據卡爾曼濾波處理的觀測殘差ek＝y(k)-x^^-(k)，進行與老化速率對應的校正值d(k)的更新處理。因此，能夠實現還反映了與經過時間對應的老化速率的變化的、校正值d(k)的更新處理。因此，能夠實現更高精度的老化校正。

在例如圖19中，將實測頻率偏差和預測頻率偏差進行對比并示出。d1是實測的振蕩頻率的頻率偏差，d2是通過本實施方式的卡爾曼濾波的估計處理而預測的振蕩頻率的頻率偏差。d2所示的預測頻率偏差相對于d1所示的實測頻率偏差，落入到容許誤差范圍內，表示通過本實施方式實現了高精度的老化校正。

6.溫度傳感器、振蕩電路

圖20示出溫度傳感器10的結構例。圖20的溫度傳感器10具有電流源ist、以及集電極被提供來自電流源ist的電流的雙極晶體管trt。雙極晶體管trt成為其集電極與基極被連接的二極管連接，向雙極晶體管trt的集電極的節點輸出具有溫度特性的溫度檢測電壓vtdi。溫度檢測電壓vtdi的溫度特性是由于雙極晶體管trt的基極-發射極間電壓的溫度依賴性而產生的。該溫度傳感器10的溫度檢測電壓vtdi例如具有負的溫度特性(具有負的梯度的1次溫度特性)。

圖21示出振蕩電路150的結構例。該振蕩電路150具有電流源ibx、雙極晶體管trx、電阻rx、可變電容式電容器cx1、電容器cx2、cx3。

電流源ibx向雙極晶體管trx的集電極提供偏置電流。電阻rx設置于雙極晶體管trx的集電極與基極之間。

電容可變的可變電容式電容器cx1的一端與振子xtal的一端連接。具體而言，可變電容式電容器cx1的一端經由電路裝置的第1振子用端子(振子用焊盤)而連接于振子xtal的一端。電容器cx2的一端與振子xtal的另一端連接。具體而言，電容器cx2的一端經由電路裝置的第2振子用端子(振子用焊盤)而連接于振子xtal的另一端。電容器cx3的一端與振子xtal的一端連接，另一端與雙極晶體管trx的集電極連接。

雙極晶體管trx內流過通過振子xtal的振蕩而產生的基極-發射極間電流。并且，當基極-發射極間電流增大時，雙極晶體管trx的集電極-發射極間電流增大，從電流源ibx向電阻rx分支的偏置電流減小，因此，集電極電壓vcx降低。另一方面，當雙極晶體管trx的基極-發射極間電流減小時，集電極-發射極間電流減小，從電流源ibx向電阻rx分支的偏置電流增大，因此，集電極電壓vcx上升。該集電極電壓vcx經由電容器cx3而反饋給振子xtal。

振子xtal的振蕩頻率具有溫度特性，該溫度特性通過d/a轉換部80的輸出電壓vq(頻率控制電壓)進行補償。即，輸出電壓vq被輸入到可變電容式電容器cx1，并且利用輸出電壓vq對可變電容式電容器cx1的電容值進行控制。在可變電容式電容器cx1的電容值發生變化時，振蕩環路的諧振頻率會發生變化，因此振子xtal的溫度特性造成的振蕩頻率的變動得到補償。可變電容式電容器cx1可由例如可變電容二極管(varactor：變容二極管)等實現。

另外，本實施方式的振蕩電路150不限于圖21的結構，可實施各種變形。例如在圖21中以cx1為可變電容式電容器的情況為例進行了說明，但是，也可以將cx2或者cx3設為利用輸出電壓vq控制的可變電容式電容器。此外，也可以將cx1～cx3中的多個設為利用vq控制的可變電容式電容器。

此外，振蕩電路150可以不用包含用于使振子xtal振蕩的全部電路要素。例如，也可以采用如下結構：由設置于電路裝置500的外部的分立式部件構成一部分的電路要素，并經由外部連接端子與振蕩電路150連接。

7.變形例

接著，說明本實施方式的各種變形例。圖22示出本實施方式的變形例的電路裝置的結構例。

在圖22中，與圖7不同，在振蕩信號生成電路140中未設置d/a轉換部80。并且，由振蕩信號生成電路140生成的振蕩信號osck的振蕩頻率根據來自處理部50的頻率控制數據dfcq而被直接控制。即，不經由d/a轉換部地控制振蕩信號osck的振蕩頻率。

例如在圖22中，振蕩信號生成電路140具有可變電容電路142和振蕩電路150。在該振蕩信號生成電路140中未設置圖7的d/a轉換部80。并且，取代圖21的可變電容式電容器cx1而設置該可變電容電路142，可變電容電路142的一端與振子xtal的一端連接。

該可變電容電路142的電容值根據來自處理部50的頻率控制數據dfcq而被控制。例如，可變電容電路142具有多個電容器(電容器陣列)、根據頻率控制數據dfcq控制各開關元件的接通及斷開的多個開關元件(開關陣列)。這多個開關元件的各開關元件與多個電容器的各電容器電連接。并且，通過接通或斷開這多個開關元件，多個電容器中的、一端與振子xtal的一端連接的電容器的個數發生變化。由此，可變電容電路142的電容值被控制，振子xtal的一端的電容值發生變化。因此，可利用頻率控制數據dfcq直接控制可變電容電路142的電容值，控制振蕩信號osck的振蕩頻率。

此外，在使用本實施方式的電路裝置構成pll電路的情況下，也能夠成為直接數字合成器方式的pll電路。圖23示出直接數字合成器方式的情況下的電路結構例。

相位比較部380(比較運算部)進行基準信號rfck與振蕩信號osck(基于振蕩信號的輸入信號)的相位比較(比較運算)。數字濾波部382進行相位誤差的平滑化處理。相位比較部380的結構、動作與圖6的相位比較部41相同，能夠包含計數器和tdc(時間數字轉換器)。數字濾波部382相當于圖6的數字濾波部44。數值控制型振蕩器384是使用來自具有振子xtal的基準振蕩器386的基準振蕩信號，對任意的頻率和波形進行數字合成的電路。即，不是像vco那樣根據來自d/a轉換器的控制電壓來控制振蕩頻率，而是使用數字的頻率控制數據和基準振蕩器386(振子xtal)，通過數字運算處理生成任意的振蕩頻率的振蕩信號osck。通過圖23的結構，能夠實現直接數字合成器方式的adpll電路。

8.振蕩器、電子設備、移動體

圖24示出包含本實施方式的電路裝置500的振蕩器400的結構例。如圖24所示，振蕩器400包含振子420和電路裝置500。振子420和電路裝置500安裝于振蕩器400的封裝410內。并且，振子420的端子和電路裝置500(ic)的端子(焊盤)利用封裝410的內部布線而電連接。

圖25示出包含本實施方式的電路裝置500的電子設備的結構例。該電子設備包含本實施方式的電路裝置500、石英振子等振子420、天線ant、通信部510和處理部520。另外，還可以包含操作部530、顯示部540和存儲部550。由振子420和電路裝置500構成振蕩器400。此外，電子設備不限于圖25的結構，可以實施省略其中一部分的結構要素、或追加其他結構要素等各種變形。

作為圖25的電子設備，例如能夠假設基站或者路由器等網絡相關設備、高精度的測量設備、gps內置時鐘、活體信息測量設備(脈搏計、步數計等)或者頭部佩戴式顯示裝置等可佩戴設備、智能手機、移動電話、便攜式游戲裝置、筆記本pc或者平板pc等便攜信息終端(移動終端)、發布內容的內容提供終端、數字照相機或者攝像機等影像設備等各種設備。

通信部510(無線電路)進行經由天線ant而從外部接收數據、或向外部發送數據的處理。處理部520進行電子設備的控制處理、以及對經由通信部510而收發的數據的各種數字處理等。該處理部520的功能例如可通過微型計算機等處理器而實現。

操作部530用于供用戶進行輸入操作，可通過操作按鈕、觸摸面板顯示器等來實現。顯示部540用于顯示各種信息，可通過液晶、有機el等的顯示器來實現。另外，在使用觸摸面板顯示器來作為操作部530的情況下，該觸摸面板顯示器兼具操作部530以及顯示部540的功能。存儲部550用于存儲數據，其功能可通過ram、rom等半導體存儲器或hdd(硬盤驅動器)等實現。

圖26示出包含本實施方式的電路裝置的移動體的例子。本實施方式的電路裝置(振蕩器)例如可以組裝到車輛、飛機、摩托車、自行車或者船舶等各種移動體中。移動體例如是具有發動機或馬達等驅動機構、方向盤或舵等轉向機構以及各種電子設備(車載設備)，且在陸地上、空中或海上移動的設備或裝置。圖26概要性示出作為移動體的具體例的汽車206。汽車206中組裝了具有本實施方式的電路裝置和振子的振蕩器(未圖示)。控制裝置208根據由該振蕩器生成的時鐘信號而進行動作。控制裝置208按照例如車體207的姿態對懸架的軟硬度進行控制，或者對各個車輪209的制動進行控制。例如可以利用控制裝置208實現汽車206的自動運轉。此外，組裝有本實施方式的電路裝置或振蕩器的設備不限于這種控制裝置208，也可以組裝在汽車206等移動體所設置的各種設備(車載設備)中。

圖27是振蕩器400的詳細結構例。圖27的振蕩器400是雙恒溫槽結構(廣義上說是恒溫槽結構)的振蕩器。

封裝410由基板411和殼體412構成。在基板411上搭載有未圖示的各種電子部件。在殼體412的內部設有第2容器414，在第2容器414的內部設有第1容器413。并且，在第1容器413的上表面的內側面(下側面)安裝有振子420。此外，在第1容器413的上表面的外側面(上側面)安裝有本實施方式的電路裝置500、加熱器450和溫度傳感器460。能夠通過加熱器450(發熱元件)，調整例如第2容器414的內部的溫度。并且，能夠通過溫度傳感器460，檢測例如第2容器414的內部的溫度。

第2容器414設置在基板416上。基板416是能夠搭載各種電子部件的電路基板。在基板416中的、設置有第2容器414的面的反面安裝有加熱器452和溫度傳感器462。能夠通過例如加熱器452(發熱元件)，調整殼體412和第2容器414之間的空間的溫度。并且，能夠通過溫度傳感器462，檢測殼體412和第2容器414之間的空間的溫度。

作為加熱器450、452的發熱元件，例如，能夠使用發熱功率雙極晶體管、發熱式加熱器mos晶體管、發熱電阻體、珀爾帖元件等。這些加熱器450、452的發熱的控制例如能夠通過電路裝置500的恒溫槽控制電路來實現。作為溫度傳感器460、462，例如能夠使用熱敏電阻、二極管等。

在圖27中，由于能夠通過雙恒溫槽結構的恒溫槽實現振子420等的溫度調整，因此，實現了振子420的振蕩頻率的穩定化等。

圖28是作為電子設備之一的基站(基站裝置)的結構例。物理層電路600進行經由網絡的通信處理中的物理層的處理。網絡處理器602進行比物理層靠上位層的處理(鏈路層等)。開關部604進行通信處理的各種切換處理。dsp606進行通信處理所需的各種數字信號處理。rf電路608包含：由低噪聲放大器(lna)構成的接收電路；由功率放大器構成的發送電路；d/a轉換器以及a/d轉換器等。

選擇器612將來自gps610的基準信號rfck1、來自物理層電路600的基準信號rfck2(來自網絡的時鐘信號)中的任意一個作為基準信號rfck而輸出到本實施方式的電路裝置500。電路裝置500進行使振蕩信號(基于振蕩信號的輸入信號)與基準信號rfck同步的處理。而且生成頻率不同的各種時鐘信號ck1、ck2、ck3、ck4、ck5，并供給到物理層電路600、網絡處理器602、開關部604、dsp606、rf電路608。

根據本實施方式的電路裝置500，在圖28所示的基站中，能夠使振蕩信號與基準信號rfck同步，將根據該振蕩信號而生成的頻率穩定度高的時鐘信號ck1～ck5供給到基站的各電路。

另外，如上述那樣對本實施方式進行了詳細說明，而對本領域技術人員而言，應能容易理解未實際脫離本發明的新事項和效果的多種變形。因此，這樣的變形例全部包含在本發明的范圍內。例如，在說明書或者附圖中，至少一次與更加廣義或者同義的不同用語(環境變動成分等)一同描述的用語(溫度變動成分等)在說明書或者附圖的任意部分都可以置換為該不同用語。另外，本實施方式和變形例的所有組合也包含于本發明的范圍內。此外，電路裝置、振蕩器、電子設備、移動體的結構或動作、老化校正處理、卡爾曼濾波處理、保持模式處理、溫度補償處理等也不限于本實施方式中說明的內容，可實施各種變形。