本發明涉及涉及濾波器技術領域，特別涉及用于射頻信道選擇的差分米勒帶通濾波器及信號濾波方法。

背景技術：

現代民用及軍用設施使用電子設備繁多，電磁環境復雜，相互干擾嚴重。一般地，車、船和飛機上的通信設備收發機都集成在一起。因此，射頻接收機需要從現實惡劣的環境中檢測出所需要的微弱信號。由于干擾信號的功率可能遠大于所需要的信號功率，這就要求接收機具備很好的選擇性，而濾波器就擔當了信道選擇的角色。

因此無線接收機中應用到的帶通濾波器需要具有良好的選擇性，寬的動態范圍和自由可調的中心頻率。有源RC濾波器，其特性參數與RC時間常數有關，而集成電阻和集成電容的精度很差，準確的時間常數很難獲得。跨導電容濾波器具有電路簡單，可程控，易于集成的優點，但是需要在功耗、品質因數和中心頻率之間進行折衷。

傳統N通道濾波單元是由N個通道及取樣脈沖產生電路構成，且每個通道都有相同的傳輸函數H(jω)。由無源RC構成H(jω)應用于N通道濾波單元時，雖可得到一個很窄的帶寬，但是卻會占用很大的芯片面積且具有較小的動態范圍。

技術實現要素：

本發明的目的是提供差分米勒帶通濾波器及信號濾波方法，所要解決的技術問題是：增益較小，中心頻率自由可調范圍較窄，芯片體積大。

本發明解決上述技術問題的技術方案如下：差分米勒帶通濾波器，包括放大器、第一N通道反饋網絡、第二N通道反饋網絡和兩個時鐘發生器；

所述放大器，用于進行差分輸入信號，同時通過電阻反饋進行輸入匹配，增大輸入信號的電壓增益，進行信號放大；還用于對濾波后的信號進行差分輸出；

兩個所述時鐘發生器，分別與第一N通道反饋網絡和第二N通道反饋網絡連接，分別用于生成周期性的取樣脈沖序列傳輸至第一N通道反饋網絡和第二N通道反饋網絡；

所述第一N通道反饋網絡，與放大器的輸入端X₁和輸出端Y₁連接，構成阻抗或陷波器；用于弱化信道以外的信號，根據取樣脈沖序列進行中心頻率調整和導通運行，對放大后的信號進行濾波；

所述第二N通道反饋網絡，與放大器的輸入端X₂和輸出端Y₂連接，構成阻抗或陷波器；用于弱化信道以外的信號，根據取樣脈沖序列進行中心頻率調整和導通運行，對放大后的信號進行濾波。

本發明的有益效果是：放大器能增大信號增益，提升信號放大效率；放大器、兩個所述時鐘發生器、第一N通道反饋網絡和第二N通道反饋網絡協調運作，能增大信號增益，增加濾波器的3dB帶寬，有效地減小芯片面積，降低本振支路功耗。

在上述技術方案的基礎上，本發明還可以做如下改進。

進一步，所述放大器為三級信號放大結構，對差分輸入信號進行三級信號放大，并與兩個電源連接，兩個電源為其供電。

采用上述進一步方案的有益效果是：三級信號放大結構，提升信號放大增益，兩個電源提升信號放大的穩定性。

進一步，所述放大器包括PMOS管M_p1、PMOS管M_p2、NOMS管M_n1、NOMS管M_n2、NOMS管M_n3、NOMS管M_n4、NOMS管M_n5、NOMS管M_n6、電阻R₁、電阻R₂、電阻R₃、電阻R₄、電阻R_F1、電阻R_F2和電流源IDC；

PMOS管M_p1的源極和PMOS管M_p2的源極均與電源正端VDD+連接，PMOS管M_p1的柵極與NOMS管M_n1的柵極相連，并與輸入端X₁連接；PMOS管M_p1的漏極和NOMS管M_n1的漏極均與NOMS管M_n3的柵極連接；PMOS管M_p2的柵極與NOMS管M_n2的柵極相連，并與輸入端X₂連接，PMOS管M_p2的漏極和NOMS管M_n2的漏極均與NOMS管M_n4的柵極連接；NOMS管M_n1的源極和NOMS管M_n2的源極均與電流源IDC的第一端子連接，電流源IDC的第二端子與電源負端VDD－連接；

NOMS管M_n3的源極和NOMS管M_n4的源極均與電源負端VDD－連接，NOMS管M_n3的漏極經電阻R₁與電源正端VDD+連接；NOMS管M_n4的漏極經電阻R₂與電源正端VDD+連接；NOMS管M_n5的源極和NOMS管M_n6的源極均與電源負端VDD－連接；

NOMS管M_n5的柵極與NOMS管M_n3的漏極連接，NOMS管M_n6的柵極與NOMS管M_n4的漏極連接；NOMS管M_n5的源極和NOMS管M_n6的源極均與電源負端VDD－連接；NOMS管M_n5的漏極經電阻R3與電源正端VDD+連接，還與輸出端Y₁連接；NOMS管M_n6的漏極經電阻R4與電源正端VDD+連接，還與輸出端Y₂連接；

輸入端X₁經反饋電阻R_F1與輸出端Y₁連接；輸入端X₂經反饋電阻R_F2與輸出端Y₂連接。

采用上述進一步方案的有益效果是：三級信號放大結構，提升信號放大增益。

進一步，兩個所述時鐘發生器為時鐘頻率不同的N相不重疊時鐘發生器，第一N通道反饋網絡和第二N通道反饋網絡分別根據其對應的時鐘發生器的取樣脈沖序列的頻率調整其中心頻率。

采用上述進一步方案的有益效果是：通過兩個時鐘發生器的時鐘頻率不同，控制第一N通道反饋網絡和第二N通道反饋網絡的中心頻率，并進行差分，可以得到所需的中心頻率，并增大本裝置的3dB帶寬；增大中心頻率自由可調范圍；同時兩個時鐘發生器的時鐘頻率具有很好的相位特性；產生非折疊N相位開關控制信號不需要額外的邏輯電路，因而也就不會引入額外的誤差。

進一步，兩個時鐘發生器的輸入時鐘頻率分別為f₁、f₂，f₁＝fo-Δf、f₂＝f_o+Δf，其中f_o為濾波頻率，Δf為偏移量；兩個時鐘發生器分別控制第一N通道反饋網絡2和第二N通道反饋網絡3的中心頻率也分別為f₁、f₂。

采用上述進一步方案的有益效果是：第一N通道反饋網絡2和第二N通道反饋網絡3的中心頻率一個上升另一個下降；通過對第一N通道反饋網絡2和第二N通道反饋網絡3的中心頻率為f₁、f₂進行差分，其中f₁＝f_o-Δf、f₂＝f_o+Δf，可以得到一個中心頻率為f_o，3dB帶寬增大的濾波器；兩個時鐘發生器4生成周期性的取樣脈沖序列只使用了時鐘的上升沿，時鐘發生器4具有很好的相位特性；另外，產生非折疊N相位開關控制信號不需要額外的邏輯電路，因而也就不會引入額外的誤差。

進一步，兩個所述時鐘發生器結構相同，均包括N個D觸發器，N≥1；每一個D觸發器的Q端均與其后一個D觸發器的D端相連，第一個D觸發器的D端與最后一個D觸發器的Q端相連；每一個D觸發器的Q端均輸出一個取樣脈沖序列。

采用上述進一步方案的有益效果是：通過N個D觸發器能觸發產生N相不重疊的控制信號，控制第一N通道反饋網絡和第二N通道反饋網絡進行導通或關閉，提升控制精度和效率。

進一步，所述第一N通道反饋網絡串接在輸入端X₁和輸出端Y₁之間；所述第二N通道反饋網絡串接在輸入端X₂和輸出端Y₂之間；所述第一N通道反饋網絡和第二N通道反饋網絡結構一致，均包括N個開關電容支路，N≥1；N個開關電容支路并聯。

采用上述進一步方案的有益效果是：使用米勒效應及電容倍增技術，有效減少芯片的面積，降低本振支路功耗。

進一步，每一個開關電容支路均包括開關S1、電容C_F和開關S2，所述開關S1、電容C_F和開關S2依次串聯。

采用上述進一步方案的有益效果是：結構簡單、開關S1和開關S2能降低電容的寄生效應。

進一步，N的取值范圍為：2≤N≤16，且N為偶正整數。

本發明解決上述技術問題的另一技術方案如下：信號濾波方法，基于差分米勒帶通濾波器，包括以下步驟：

步驟S1.放大器進行差分輸入信號，進行三級放大，同時通過電阻反饋進行輸入匹配，增大輸入信號的電壓增益，進行信號放大；

步驟S2.兩個時鐘發生器分別用于生成周期性的取樣脈沖序列傳輸至第一N通道反饋網絡和第二N通道反饋網絡；

步驟S3.第一N通道反饋網絡和第二N通道反饋網絡弱化信道以外的信號，根據取樣脈沖序列進行中心頻率調整和導通運行，對放大后的信號進行濾波；

步驟S4.放大器對濾波后的信號進行差分輸出。

本發明的有益效果是：放大器能增大信號增益，提升信號放大效率；放大器、兩個所述時鐘發生器、第一N通道反饋網絡和第二N通道反饋網絡協調運作，能增大信號增益，增加濾波器的3dB帶寬，有效地減小芯片面積，降低本振支路功耗。

附圖說明

圖1為本發明差分米勒帶通濾波器的模塊框圖；

圖2為放大器、第一N通道反饋網絡和第二N通道反饋網絡的電路原理圖；

圖3為放大器的電路原理圖；

圖4為時鐘發生器的電路原理圖；

圖5為時鐘發生器的輸出脈沖序列圖；

圖6為D觸發器的電路原理圖；

圖7為第一N通道反饋網絡或第二N通道反饋網絡的電路的電路原理圖；

圖8為本發明差分米勒帶通濾波器的簡化電路原理圖；

圖9為圖8的諾頓等效電路圖；

圖10為本發明差分米勒帶通濾波器的簡化模型圖；

圖11為本發明差分米勒帶通濾波器的頻率特性圖；

圖12為本發明差分米勒帶通濾波器的頻率可調范圍曲線。

附圖中，各標號所代表的部件列表如下：

1、放大器，2、第一N通道反饋網絡，3、第二N通道反饋網絡，4、時鐘發生器。

具體實施方式

以下結合附圖對本發明的原理和特征進行描述，所舉實例只用于解釋本發明，并非用于限定本發明的范圍。

如圖1和圖2所示，差分米勒帶通濾波器，包括放大器1、第一N通道反饋網絡2、第二N通道反饋網絡3和兩個時鐘發生器4；

所述放大器1，用于進行差分輸入信號，同時通過電阻反饋進行輸入匹配，增大輸入信號的電壓增益，進行信號放大；還用于對濾波后的信號進行差分輸出；

兩個所述時鐘發生器4，分別與第一N通道反饋網絡2和第二N通道反饋網絡3連接，分別用于生成周期性的取樣脈沖序列傳輸至第一N通道反饋網絡2和第二N通道反饋網絡3；

所述第一N通道反饋網絡2，與放大器1的輸入端X₁和輸出端Y₁連接，構成阻抗或陷波器；用于弱化信道以外的信號，根據取樣脈沖序列進行中心頻率調整和導通運行，對放大后的信號進行濾波；

所述第二N通道反饋網絡3，與放大器1的輸入端X₂和輸出端Y₂連接，構成阻抗或陷波器；用于弱化信道以外的信號，根據取樣脈沖序列進行中心頻率調整和導通運行，對放大后的信號進行濾波。

上述實施例中，放大器1、兩個所述時鐘發生器4、第一N通道反饋網絡2和第二N通道反饋網絡3協調運作，能增大信號增益，增加濾波器的3dB帶寬，有效地減小芯片面積，降低本振支路功耗。

可選的，作為本發明的一個實施例：所述放大器1為三級信號放大結構，對差分輸入信號進行三級信號放大，并與兩個電源連接，兩個電源為其供電。

上述實施例中，三級信號放大結構，提升信號放大增益，兩個電源提升信號放大的穩定性。

可選的，作為本發明的一個實施例：如圖3所示，所述放大器1包括PMOS管M_p1、PMOS管M_p2、NOMS管M_n1、NOMS管M_n2、NOMS管M_n3、NOMS管M_n4、NOMS管M_n5、NOMS管M_n6、電阻R₁、電阻R₂、電阻R₃、電阻R₄、電阻R_F1、電阻R_F2和電流源IDC；

PMOS管M_p1的源極和PMOS管M_p2的源極均與電源正端VDD+連接，PMOS管M_p1的柵極與NOMS管M_n1的柵極相連，并與輸入端X₁連接；PMOS管M_p1的漏極和NOMS管M_n1的漏極均與NOMS管M_n3的柵極連接；PMOS管M_p2的柵極與NOMS管M_n2的柵極相連，并與輸入端X₂連接，PMOS管M_p2的漏極和NOMS管M_n2的漏極均與NOMS管M_n4的柵極連接；NOMS管M_n1的源極和NOMS管M_n2的源極均與電流源IDC的第一端子連接，電流源IDC的第二端子與電源負端VDD－連接；

NOMS管M_n3的源極和NOMS管M_n4的源極均與電源負端VDD－連接，NOMS管M_n3的漏極經電阻R₁與電源正端VDD+連接；NOMS管M_n4的漏極經電阻R₂與電源正端VDD+連接；NOMS管M_n5的源極和NOMS管M_n6的源極均與電源負端VDD－連接；

NOMS管M_n5的柵極與NOMS管M_n3的漏極連接，NOMS管M_n6的柵極與NOMS管M_n4的漏極連接；NOMS管M_n5的源極和NOMS管M_n6的源極均與電源負端VDD－連接；NOMS管M_n5的漏極經電阻R3與電源正端VDD+連接，還與輸出端Y₁連接；NOMS管M_n6的漏極經電阻R4與電源正端VDD+連接，還與輸出端Y₂連接；

輸入端X₁經反饋電阻R_F1與輸出端Y₁連接；輸入端X₂經反饋電阻R_F2與輸出端Y₂連接。

上述實施例中，三級信號放大結構，提升信號放大增益。

可選的，作為本發明的一個實施例：兩個所述時鐘發生器4為時鐘頻率不同的N相不重疊時鐘發生器，第一N通道反饋網絡2和第二N通道反饋網絡3分別根據其對應的時鐘發生器4的取樣脈沖序列的頻率調整其中心頻率。

上述實施例中，通過兩個時鐘發生器4的時鐘頻率不同，控制第一N通道反饋網絡2和第二N通道反饋網絡3的中心頻率，并進行差分，可以得到所需的中心頻率，并增大本裝置的3dB帶寬；同時兩個時鐘發生器4的時鐘頻率具有很好的相位特性；產生非折疊N相位開關控制信號不需要額外的邏輯電路，因而也就不會引入額外的誤差。

可選的，作為本發明的一個實施例：兩個時鐘發生器4的輸入時鐘頻率分別為f₁、f₂，f₁＝f_o-Δf、f₂＝f_o+Δf，其中f_o為濾波頻率，Δf為偏移量；兩個時鐘發生器4分別控制第一N通道反饋網絡2和第二N通道反饋網絡3的中心頻率也分別為f₁、f₂。

上述實施例中，第一N通道反饋網絡2和第二N通道反饋網絡3的中心頻率一個上升另一個下降；通過對第一N通道反饋網絡2和第二N通道反饋網絡3的中心頻率為f₁、f₂進行差分，其中f₁＝f_o-Δf、f₂＝f_o+Δf，可以得到一個中心頻率為f_o，3dB帶寬增大的濾波器；

兩個時鐘發生器4生成周期性的取樣脈沖序列只使用了時鐘的上升沿，所述時鐘發生器4具有很好的相位特性；另外，產生非折疊N相位開關控制信號不需要額外的邏輯電路，因而也就不會引入額外的誤差。

可選的，作為本發明的一個實施例：如圖4所示，兩個所述時鐘發生器4結構相同，均包括N個D觸發器，N≥1；每一個D觸發器的Q端均與其后一個D觸發器的D端相連，第一個D觸發器的D端與最后一個D觸發器的Q端相連；每一個D觸發器的Q端均輸出一個取樣脈沖序列。

上述實施例中，時鐘發生器4由N個D觸發器以環狀的形式連接組成；輸出脈沖序列圖如圖5所示；在啟動時，第一個D觸發器的輸出端電壓被設置成電源電壓VDD，其它N-1個D觸發器的輸出端與地相連；然后，一個時鐘輸入信號激活N個D觸發器，從而在N個D觸發器的Q端產生占空比為1/N的N相不重疊的控制信號；每個D觸發器的結構如圖6所示；外部時鐘控制CMOS傳輸門的導通和關閉。

兩個時鐘發生器4用來給第一N通道反饋網絡2和第二N通道反饋網絡3提供周期性的取樣脈沖序列，圖7所示為第一N通道反饋網絡2或第二N通道反饋網絡3的結構框圖，由N個具有相同傳遞函數H(jω)的通道以及取樣控制電路構成；N通道濾波的基本原理是：N個取樣脈沖序列分別作用于N個通道，使其周期性地對輸入信號輪流取樣積分，這樣其輸出電壓傳輸函數為：

其中，H(s)為單個通道的傳遞函數，N為通道個數，ω_o為時鐘發生器的輸入時鐘角頻率，也是N通道濾波網絡的中心頻率；這樣，通過控制時鐘信號的頻率可以方便的調節濾波器的中心頻率。

由于放大器1為對稱結構，為了簡化計算，將放大器1一端接地，分析單側米勒濾波器電路；本發明差分米勒帶通濾波器簡化為如圖8所示的電路圖，其中第一N通道反饋網絡2或第二N通道反饋網絡3可以看做一個阻抗ZF或者一個陷波濾波器H(S)，從ZF端看去的諾頓等效電路如圖9所示，則其阻抗方程為：

電容單元C_F倍增為(1+A₀)C_F，節省了相當大的面積，這就是電容倍增技術；開關的導通電阻降低了(1+A₀)倍，按比例縮小了功率消耗。

圖10所示為本發明差分米勒帶通濾波器的簡化模型圖，放大器(LNA)1采用三級放大結構，為信號提供一定的電壓增益A₀；兩個基于低噪放大器的N通道反饋網絡，都使用N通道濾波技術，用H₁表示第一N通道反饋網絡2的傳遞函數，用H₂表示第二N通道反饋網絡3的傳遞函數；其中，每條支路的兩個開關都由相同相位的本振信號驅動，使用兩個開關的目的在于降低電容的寄生效應；通過計算，可得濾波器的電壓增益：

可選的，作為本發明的一個實施例：所述第一N通道反饋網絡2串接在輸入端X₁和輸出端Y₁之間；所述第二N通道反饋網絡3串接在輸入端X₂和輸出端Y₂之間；所述第一N通道反饋網絡2和第二N通道反饋網絡3結構一致，均包括N個開關電容支路，N≥1；N個開關電容支路并聯。

可選的，作為本發明的一個實施例：每一個開關電容支路均包括開關S1、電容C_F和開關S2，所述開關S1、電容C_F和開關S2依次串聯。

上述實施例中，使用米勒效應及電容倍增技術，有效減少芯片的面積，降低本振支路功耗

可選的，作為本發明的一個實施例：N的取值范圍為：2≤N≤16，且N為偶正整數，且N的取值為8。

上述實施例中，第一N通道反饋網絡2和第二N通道反饋網絡3作為一個阻抗或者陷波器，用來弱化信道以外的信號，第一N通道反饋網絡2的N個開關電容支路由一時鐘發生器4控制，每一個N個開關電容支路中的開關S1和開關S2由相同相位的時鐘信號控制；第二N通道反饋網絡3的N個開關電容支路由另一鐘發生器4，每一個N個開關電容支路中的開關S1和開關S2由相同相位的時鐘信號控制；使用開關S1和開關S2能降低電容的寄生效應；

第一N通道反饋網絡2和第二N通道反饋網絡3分別由時鐘頻率為f₁、f₂的兩個時鐘控制，且f₁＝f_o-Δf和f₂＝f_o+Δf，則對于第一N通道反饋網絡2和第二N通道反饋網絡3，其傳遞函數分別為T₁(S)、T₂(S)，則：

其中R＝R_SW+R_S為,R_S為電源內阻，R_SW為一條開關電容支路上的總開關電阻，C為一條N個開關電容支路上的電容值，N為通道數，ω₁、ω₂分別為第一N通道反饋網絡2和第二N通道反饋網絡3的中心頻率，且ω₁＝ωo-Δω，ω₂＝ω_o+Δω，第一N通道反饋網絡2和第二N通道反饋網絡3各通道傳遞函數的采樣頻率分別為Nω₁、Nω₂，其通帶寬度都為：

第一N通道反饋網絡2和第二N通道反饋網絡3的除了中心頻率不同，分別為f₁、f₂，相對于所需要的頻率f_o都偏移Δf，一個上升Δf另一個下降Δf，，其它方面都相同，對第一N通道反饋網絡2和第二N通道反饋網絡3做差分，可以得到的結果為一個中心頻率為f_o的濾波器，且差分后濾波器的3dB帶寬比單個N通道濾波器3dB帶寬要大；則兩個N通道反饋網絡差分后的傳遞函數為：

信號濾波方法，基于差分米勒帶通濾波器，包括以下步驟：

步驟S1.放大器1進行差分輸入信號，進行三級放大，同時通過電阻反饋進行輸入匹配，增大輸入信號的電壓增益，進行信號放大；

步驟S2.兩個時鐘發生器4分別用于生成周期性的取樣脈沖序列傳輸至第一N通道反饋網絡2和第二N通道反饋網絡3；

步驟S3.第一N通道反饋網絡2和第二N通道反饋網絡3弱化信道以外的信號，根據取樣脈沖序列進行中心頻率調整和導通運行，對放大后的信號進行濾波；

步驟S4.放大器1對濾波后的信號進行差分輸出。

上述實施例中，放大器1能增大信號增益，提升信號放大效率；放大器、兩個所述時鐘發生器4、第一N通道反饋網絡2和第二N通道反饋網絡3協調運作，能增大信號增益，增加濾波器的3dB帶寬，有效地減小芯片面積，降低本振支路功耗。

圖11為fo＝1GHZ，Δf＝5MHZ時，本發明的8通道差分米勒帶通濾波器的頻率特性圖，單端米勒帶通濾波器的3dB帶寬為30MHZ，差分米勒帶通濾波器的帶寬為40MHZ；圖12所示為本發明的8通道差分米勒帶通濾波器的頻率可調范圍曲線，頻率可調范圍為0.2GHZ～2.3GHZ，增益為27.7dB～26.0dB。可見，通過使用低噪放大器，有效地增加濾波器增益；通過利用米勒效應及電容倍增技術，有效地減小芯片面積，降低本振支路功耗；使用兩個中心頻率略有不同的N通道濾波網絡做差分的方法，有效的增加濾波器的3dB帶寬。本發明所設計的帶通濾波器，用于射頻接收機前端，可以實現在接收機的輸入端進行信道選擇。

以上所述僅為本發明的較佳實施例，并不用以限制本發明，凡在本發明的精神和原則之內，所作的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本發明的保護范圍之內。