本實用新型涉及手機通訊前端的功放領域，尤其涉及一種應用于手機天線端的功放模塊。

背景技術：

功放模塊傳統的偏置電路可以由CMOS、BIHEMT、BIFET，甚至HBT only的技術實現，通常的設計以簡單的電流鏡為骨架，采用回路或者開路的多種結構，根據廠家的工藝對獨立的設計進行優化，目前常見的偏置電路如圖1中所示的開路偏置電路以及圖2中所示的回路偏置電路。

為了提高某個功率或某窄帶的線性度，設計者也會刻意引入RF信號對功率管進行調制，通常的引入方式是簡單直接的引入部分RF信號進入偏置電路的晶體管，帶來的缺點是由于針對性太強，導致功放模塊所適用的頻率和功率范圍很窄，補償效果受到工藝參數影響很大，性能不穩定，同時難以在大批量生產中保證產品的重復性和一致性。

技術實現要素：

實用新型目的：本實用新型為了解決現有技術的不足，提供了一種應用于手機天線端的功放模塊，能夠提高功率范圍內功率管的增益，同時也對輸出幅度以及相位進行優化，從而實現指定壓縮點輸出功率和線性度的提升以達到對效率的提升。

技術方案：為解決上述技術問題，本實用新型提供的應用于手機天線端的功放模塊，包括：主信號電路和主信號偏置電路、輔信號電路和輔信號偏置電路、功率反饋電路以及輸出轉換匹配電路，主信號偏置電路為主信號電路提供偏置電壓，輔信號偏置電路為輔信號電路提供偏置電壓，功率反饋電路實時采集輔信號電路的輸出功率，并根據采集信號對主信號偏置電路和輔信號偏置電路進行調制，輸出轉換匹配電路將主信號電路和輔信號電路輸出的功率進行轉換并輸出相應的匹配信號。

進一步地，所述功率反饋電路包括設置在輔信號電路輸出端和所述輸出轉換匹配電路之間的峰值檢測電路U2以及場效應管Q5、晶體管Q3及其輔助電路；所述場效應管Q5的柵極連接峰值檢測電路U2，通過所述峰值檢測電路U2輸出的采樣電壓來控制開關狀態；場效應管Q5的漏極連接所述主信號偏置電路和輔信號偏置電路，用于提供調制電壓；場效應管Q5的源極連接晶體管Q3的發射極；晶體管Q3的集電極通過電阻R5連接電源Vdd2。

其中，所述主信號電路的輸出端設置有主功率管Q1，主功率管Q1采用晶體管，主信號電路的射頻信號由電容C2進入主功率管Q1的基極，主功率管Q1的發射極接地；輔信號電路的輸出端設置有輔助功率管Q2，輔助功率管Q2采用晶體管，輔信號電路的射頻信號由電容C3進入輔助功率管Q2的基極，輔助功率管Q2的發射極接地。

其中，所述主信號偏置電路和輔信號偏置電路包括：晶體管Q4及其輔助電路，所述晶體管Q4的基極連接電阻R2的一端，電阻R2的另一端一方面通過二極管串聯電路和電容C1所形成的并聯電路接地，一方面通過電阻R3連接電源Vdd1；二極管串聯電路上設置有二極管D1和二極管D2，二極管D1的陽極連接電阻R2，陰極連接二極管D2的陽極，二極管D2的陰極接地；晶體管Q4的集電極通過電阻R4連接電源Vdd2；晶體管Q4的發射極通過電感L3和電阻R6形成的串聯電路連接主功率管Q1的基極，為主功率管Q1提供偏置電壓；晶體管Q4的發射極通過電感L1和電阻R1形成的串聯電路連接輔助功率管Q2的基極，為輔助功率管Q2提供偏置電壓；晶體管Q4的基極還連接晶體管Q3的基極，發射極還連接場效應管Q5的漏極。

其中，所述輸出轉換匹配電路包括阻抗轉換器T1和輸出匹配電路U1，阻抗轉換器T1的差分輸入的第一輸入端連接主功率管Q1的集電極，第二輸入端連接輔助功率管Q2的集電極，差分地端通過電感L6連接電源Vdd3，電源Vdd3通過電容C4接地；阻抗轉換器T1的輸出端連接輸出匹配電路U1，另一端接地。

其中，所述輸出匹配電路U1包括電感L11、電感L12、電容C11、電容C12、電容C13；電感L11的一端設置端口P11，用于連接阻抗轉換器T1的輸出，電感L11的另一端一方面通過電容C11接地，另一方面連接電感L12的一端，電感L12的另一端一方面通過電容C12接地，另一方面連接電容C13的一端，電容C13的另一端設置端口P12，用于連接終端負載。

其中，所述峰值檢測電路U2包括定向耦合器Coupler21，定向耦合器Coupler21的一端設置端口P21連接輔助功率管Q2的集電極輸出，另一端設置端口P22連接阻抗轉換器T1的差分輸入的第二輸入端；定向耦合器Coupler21的一個耦合端口通過其負載電阻R21接地，另一耦合端口連接電容C21的一端，電容C21的另一端設置P23端口連接場效應管Q5的柵極，該P23端口一方面通過二極管D21接地，另一方面通過電阻R22連接直流電源DC21。

有益效果：本實用新型的功放模塊利用功率反饋電路采用動態的方式對輔信號電路的輸出功率進行采樣并進行實時反饋；在零飽和線性功率下，主、輔信號電路中功率管的基極電流由初始偏置點定義；在功率達到和超過指定的范圍時，功率反饋電路根據采樣信號的反饋對功率管基極的偏置電路根據輸出功率進行實時調節，提高功率范圍內功率管的增益，同時也對輸出幅度以及相位進行優化，從而實現指定壓縮點輸出功率和線性度的提升以達到對效率的提升；輸出轉換匹配電路采用寬頻設計，可以提高該項優化技術的可生產性。

附圖說明

圖1是現有技術中的開路偏置電路；

圖2是現有技術中的回路偏置電路；

圖3是本實用新型中應用于手機天線端的功放模塊的電路模塊示意圖；

圖4是本實用新型中功放模塊的一種具體電路圖；

圖5是本實用新型中輸出匹配電路的一種具體電路圖；

圖6是本實用新型中峰值檢測電路的一種具體電路圖；

圖7是本實用新型中功放模塊的版圖布局示意圖；

圖8是本實用新型中功放模塊與傳統功放模塊的功放增益和輸出功率曲線的仿真結果對比圖。

具體實施方式

下面結合實施例對本實用新型做進一步的詳細說明，本實施列對本實用新型不構成限定。

圖3中應用于手機天線端的功放模塊包括主信號電路和主信號偏置電路、輔信號電路和輔信號偏置電路、功率反饋電路以及輸出轉換匹配電路，主信號偏置電路為主信號電路提供偏置電壓，輔信號偏置電路為輔信號電路提供偏置電壓，功率反饋電路實時采集輔信號電路的輸出功率，并根據采集信號對主信號偏置電路和輔信號偏置電路進行調制，輸出轉換匹配電路將主信號電路和輔信號電路輸出的功率進行轉換并輸出相應的匹配信號。

如圖4所示的電路中主信號電路的輸出端設置有主功率管Q1，輔信號電路的輸出端設置有輔助功率管Q2，主功率管Q1和輔助功率管Q2采用NPN型晶體管；主信號電路的射頻信號由電容C2進入主功率管Q1的基極，主功率管Q1的發射極接地；輔信號電路的射頻信號由電容C3進入輔助功率管Q2的基極，主功率管Q1的發射極接地。

偏置電路包括NPN型晶體管Q4及其輔助電路，晶體管Q4的基極連接電阻R2的一端，電阻R2的另一端一方面通過二極管串聯電路和電容C1所形成的并聯電路接地，一方面通過電阻R3連接電源Vdd1；二極管串聯電路上設置有二極管D1和二極管D2，二極管D1的陽極連接電阻R2，陰極連接二極管D2的陽極，二極管D2的陰極接地；晶體管Q4的集電極通過電阻R4連接電源Vdd2；晶體管Q4的發射極一方面通過電感L1和電阻R1形成的串聯電路連接輔助功率管Q2的基極，為輔助功率管Q2提供偏置電壓，另一方面通過電感L3和電阻R6形成的串聯電路連接主功率管Q1的基極，為主功率管Q1提供偏置電壓。

輸出轉換匹配電路包括阻抗轉換器T1和輸出匹配電路U1，阻抗轉換器T1的差分輸入的第一輸入端連接主功率管Q1的集電極，第二輸入端連接輔助功率管Q2的集電極，差分地端通過電感L6連接電源Vdd3，電源Vdd3通過電容C4接地；阻抗轉換器T1的一輸出端連接輸出匹配電路U1，另一輸出端接地。

圖5中的輸出匹配電路U1包括電感L11、電感L12、電容C11、電容C12、電容C13；電感L11的一端作為該輸出匹配電路U1的端口P11，用于連接阻抗轉換器T1的輸出，電感L11的另一端一方面通過電容C11接地，另一方面連接電感L12的一端，電感L12的另一端一方面通過電容C12接地，另一方面連接電容C13，電容C13的另一端作為端口P12，用于連接終端負載。

功率反饋電路包括設置在輔助功率管Q2的集電極和阻抗轉換器T1的差分輸入的第二輸入端之間的峰值檢測電路U2以及N溝道結型場效應管Q5、NPN型晶體管Q3及其輔助電路；場效應管Q5的柵極連接峰值檢測電路U2，通過峰值檢測電路U2輸出的采樣電壓來控制開關狀態；場效應管Q5的漏極連接晶體管Q4的發射極；場效應管Q5的源極連接晶體管Q3的發射極；晶體管Q3的基極連接晶體管Q4的基極，晶體管Q3的集電極通過電阻R5連接電源Vdd2。

圖6中的峰值檢測電路U2，其端口P21連接輔助功率管Q2的集電極輸出，端口P22連接阻抗轉換器T1的差分輸入的第二輸入端，端口P21和P22之間是一個定向耦合器Coupler21，電阻R21為定向耦合器的負載電阻，電容C21接定向耦合器的耦合端口，二極管D21為檢波二極管，直流電源DC21通過電阻R22給二極管D21施加合適的偏置電流，從電感C21端口耦合過來的功率被直流電源D21整流后產生一個直流電壓，通過端口P23連接到場效應管Q5的柵極起到控制作用。

在較低功率正常工作范圍內，由于峰值檢測電路U2產生的采樣電壓較低，低于預設的閾值，場效應管Q5處于關斷狀態，主功率管Q1和輔助功率管Q2在初始設定的偏置點工作，這時偏置電路的工作方式跟傳統開放式電流鏡沒有太大區別。當輸出功率高于閾值的時候，峰值檢測電路U2輸出的采樣電壓升高，當高于預設的閾值時，場效應管Q5打開，對主功率管Q1和輔助功率管Q2的偏置電路進行補償，主功率管Q1和輔助功率管Q2的基極電流和電壓隨輸出功率逐漸升高，帶動各自的增益在高功率輸出范圍內的逐步提升，從而延后了增益壓縮點，提高了線性功率及其線性度與，也提升了近飽和的效率。上述閾值的設定與兩個因素有關，一是在何種輸出功率下需要開始進行調整，這會根據具體應用情況來確定，如額定輸出功率為A，對于4G信號應用則可以選擇在A-2dB左右開始進行調整，而對于3G等可以選擇A-1dB來進行調整。二是根據所選擇場效應管Q5的尺寸和工藝參數來做適當調整，確保能夠適時打開和關斷。

另外，輔助功率管Q2的調制電阻R1較主功率管Q1的調制電阻R6的阻值低很多，R1與R6阻值之間有一個比例關系，R1越小，輔助功率管Q2所起的補償作用越快速，但補償的區間可能會縮短，R1具體數值通常由仿真和實驗結果確定，取決于Q2的尺寸，放大器的應用條件以及額定輸出功率等多種因素。低功率狀態下總功率輸出由主功率管Q1貢獻，在高功率狀態下由于功率反饋電路提升了總的偏置電壓，輔助功率管Q2的輸出比重才會增加。利用偏置原始靜態工作點設置以及物理尺寸設計的差別，實現一主一輔的功率補償功能，進而保證了在不同功率狀態下一致的優化狀態。

由于輸出轉換匹配電路的采樣需要同時兼顧寬頻與可調的特性，阻抗轉換器T1的帶寬高于一般的窄帶技術設計，所以所得到的功放模塊應用頻率較寬。

由于是采用實時反饋技術，對相當的一段高功率輸出范圍都有效果；所用BIHEMT或BIFET技術均為成熟技術，并不增加額外生產成本。

如圖7所示，本實施例中功放模塊的版圖布局主信號電路和主信號偏置電路、輔信號電路和輔信號偏置電路以及功率反饋電路均被設計在倒裝芯片flip chip上，而將輸出轉換匹配電路設計在基板上，倒裝芯片和基板上的電路通過電感走線連通，在電感走線上部署有可調的表面貼裝器件SMD。

圖8中實線為傳統功放模塊的功放增益與輸出功率曲線圖，虛線為本實用新型中功放模塊的功放增益與輸出功率曲線圖，橫坐標為功放增益Gain，縱坐標為輸出功率Pout，從圖中可以看出，在高功率輸出區域，本實用新型的功放模塊在相同的負載條件下輸出功率有所延展，從而在所覆蓋的功率范圍內，功放線性度與輸出功率都得到了明顯提升。

以上僅是本實用新型的優選實施方式，應當指出以上實施列對本實用新型不構成限定，相關工作人員在不偏離本實用新型技術思想的范圍內，所進行的多樣變化和修改，均落在本實用新型的保護范圍內。