本發明涉及一種上變頻器，尤其涉及一種基于跨導管本振開關融合結構的上變頻器。

背景技術：

上變頻器是射頻發射鏈路中的一個核心模塊，負責將模擬基帶信號搬移至載波頻率，通常應具備較高的線性度以防止輸出頻譜擴散。傳統上變頻結構通常用ota和反饋實現高線性度電壓-電流轉換，將輸入電壓直接傳遞到電阻兩端轉化成線性電流，再通過本振開關級對電流進行頻域變換。傳統結構從上往下分別層疊了電流源、跨導級、本振開關級和負載級。在近閾值電壓條件下，ota的輸出電壓必須不低于兩個過驅動電壓、閾值電壓、輸入信號擺幅之和。考慮到ota的輸出電壓與電源電壓之間尚存在部分壓降，該結構將很難獲得可正常工作的電壓裕度。若將尾電流源偏置在線性區以及降低信號擺幅以維持電路功能，則轉換增益和線性度將面臨嚴重的惡化。

技術實現要素：

發明目的：針對以上問題，本發明提出一種基于跨導管本振開關融合結構的上變頻器，可以工作在0.6v以下的電源電壓下并保持較高的轉換增益和線性度。

技術方案：為實現本發明的目的，本發明所采用的技術方案是：一種基于跨導管本振開關融合結構的上變頻器，包括本振開關和跨導管，本振開關為rc耦合，本振開關產生中頻電流并對其進行周期切換；本振信號通過電容耦合方式作用于晶體管，中頻信號通過運放負反饋環路為晶體管提供偏置電壓；偏置電壓與晶體管柵極之間通過電阻連接，實現本振信號和中頻信號的隔離；電路通過在差分對兩端跨接電阻的方式實現輸入電壓-電流轉換。

基于跨導管本振開關融合結構的上變頻器，包括第一n型金屬氧化物晶體管、第二n型金屬氧化物晶體管、第三n型金屬氧化物晶體管、第四n型金屬氧化物晶體管、第五n型金屬氧化物晶體管、第六n型金屬氧化物晶體管、第一誤差放大器、第二誤差放大器、第一電阻、第二電阻、第三電阻、第四電阻、第五電阻、第一電容、第二電容、第三電容、第四電容、第五電容、第六電容、第七電容、第一電感和第二電感。

其中，第一n型金屬氧化物晶體管的源極接地，第一n型金屬氧化物晶體管的柵極接第一偏置電壓，第一n型金屬氧化物晶體管的漏極接第一誤差放大器的負輸入端；第一誤差放大器的正輸入端接輸入中頻信號正極，第一誤差放大器的輸出端接第二電阻的負極；第二電阻的正極接第三n型金屬氧化物晶體管的柵極，第三n型金屬氧化物晶體管的源極接第一n型金屬氧化物晶體管的漏極，第三n型金屬氧化物晶體管的漏極接上混頻器輸出正極；第二電容的正端接本振信號負極，第二電容的負端接第三n型金屬氧化物晶體管的柵極；第四n型金屬氧化物晶體管的源極接第一n型金屬氧化物晶體管的漏極，第四n型金屬氧化物晶體管的漏極接上變頻器輸出負極，第四n型金屬氧化物晶體管的柵極接第三電阻的正極，第三電阻的負極接第一誤差放大器的輸出端；第三電容的正極接本振信號正極，第三電容的負極接第四n型金屬氧化物晶體管的柵極；第二n型金屬氧化物晶體管的源極接地，第二n型金屬氧化物晶體管的柵極接第一偏置電壓，第二n型金屬氧化物晶體管的漏極接第一電阻的正極，第一電阻的負極接第一n型金屬氧化物晶體管的漏極；第一電容的正極接第一n型金屬氧化物晶體管的漏極，第一電容的負極接第二n型金屬氧化物晶體管的漏極；第二誤差放大器的負輸入端接第二n型金屬氧化物晶體管的漏極，第二誤差放大器的正輸入端接輸入中頻信號的負極；第二誤差放大器的輸出端接第五電阻的負極，第五電阻的正極接第六n型金屬氧化物晶體管的柵極；第六n型金屬氧化物晶體管的源極接第二n型金屬氧化物晶體管的漏極，第六n型金屬氧化物晶體管的漏極接上變頻器輸出負極；第五電容的正極接本振信號負極，第五電容的負極接第六n型金屬氧化物晶體管的柵極；第五n型金屬氧化物晶體管的源極接第二n型金屬氧化物晶體管的漏極，第五n型金屬氧化物晶體管的漏極接上變頻器輸出正極，第五n型金屬氧化物晶體管的柵極接第四電阻的負極，第四電阻的正極接第二誤差放大器的輸出端；第四電容的正極接本振信號正極，第四電容的負極接第五n型金屬氧化物晶體管的柵極；第一電感的正極接上變頻器輸出正極，第一電感的負極接電源；第六電容的正極接上變頻器輸出正極，第六電容的負極接電源；第二電感的正極接上變頻器輸出負極，第二電感的負極接電源；第七電容的正極接上變頻器輸出負極，第七電容的負極接電源。

有益效果：本發明相對于現有技術，具有以下效果：(1)提出了跨導管/本振開關融合思想，解決了傳統線性跨導上變頻器在低電壓條件下無法工作的問題；(2)本振開關管的實際柵極電壓為誤差放大器的輸出電壓與本振信號的擺幅之和，因此即使誤差放大器輸出電壓受電源電壓限制，本振開關管的源極電壓仍然可以升高到電源電壓的一半左右，從而提高了尾電流源的輸出阻抗并可容納更高輸入電壓擺幅。

附圖說明

圖1是本發明所述的基于跨導管本振開關融合結構的上變頻器電路圖；

圖2是本發明輸入信號、跨導電阻兩端電壓以及本振管柵極電壓的時域波形圖。

具體實施方式

下面結合附圖和實施例對本發明的技術方案作進一步的說明。

如圖1所示是本發明所述的基于跨導管本振開關融合結構的上變頻器，將本振開關的功能和跨導管進行融合，本振開關為rc耦合方式，射頻本振信號通過電容耦合至本振管柵極，而誤差放大器則通過耦合電阻動態調節本振管的偏置電壓，以保證電阻兩端的中頻電壓與輸入信號保持一致，從而使流過本振開關的電流與輸入電壓成正比。由于中頻信號和本振信號頻率相差懸殊，本振信號到ota輸出端的泄露信號可以被電阻兩端的濾波電容有效去除；而ota輸出電壓與本振信號之間有較高阻值的耦合電阻進行隔離，避免了信號之間的干擾。

如圖1所示，基于跨導管本振開關融合結構的上變頻器可工作于低電壓，包括：第一n型金屬氧化物晶體管(以下簡稱nmos管)n1、第二nmos管n2、第三nmos管n3、第四nmos管n4、第五nmos管n5、第六nmos管n6、第一誤差放大器a1、第二誤差放大器a2、第一電阻r1、第二電阻r2、第三電阻r3、第四電阻r4、第五電阻r5、第一電容c1、第二電容c2、第三電容c3、第四電容c4、第五電容c5、第六電容c6、第七電容c7、第一電感l1、第二電感l2。

其中，第一nmos管n1的源極接地，n1的柵極接第一偏置電壓，n1的漏極接第一誤差放大器a1的負輸入端；第一誤差放大器a1的正輸入端接輸入中頻信號正極，a1的輸出端接第二電阻r2的負極；第二電阻r2的正極接第三nmos管n3的柵極，n3的源極接n1的漏極，n3的漏極接上混頻器輸出正極；第二電容c2的正端接本振信號負極，c2的負端接n3的柵極；第四nmos管n4的源極接n1的漏極，n4的漏極接上變頻器輸出負極，n4的柵極接第三電阻r3的正極，r3的負極接a1的輸出端；第三電容c3的正極接本振信號正極，c3的負極接n4的柵極；第二nmos管n2的源極接地，n2的柵極接第一偏置電壓，n2的漏極接第一電阻r1的正極，r1的負極接n1的漏極；第一電容c1的正極接n1的漏極，c1的負極接n2的漏極；第二誤差放大器a2的負輸入端接n2的漏極，a2的正輸入端接輸入中頻信號的負極；a2的輸出端接第五電阻r5的負極，r5的正極接第六nmos管n6的柵極；第六nmos管n6的源極接n2的漏極，n6的漏極接上變頻器輸出負極；第五電容c5的正極接本振信號負極，c5的負極接n6的柵極；第五nmos管n5的源極接n2的漏極，n5的漏極接上變頻器輸出正極，n5的柵極接第四電阻r4的負極，第四電阻r4的正極接a2的輸出端；第四電容c4的正極接本振信號正極，c4的負極接n5的柵極；第一電感l1的正極接上變頻器輸出正極，l1的負極接電源；第六電容c6的正極接上變頻器輸出正極，c6的負極接電源；第二電感l2的正極接上變頻器輸出負極，l2的負極接電源；第七電容c7的正極接上變頻器輸出負極，c7的負極接電源。

本發明賦予本振開關管中頻跨導和本振開關的雙重作用，一方面通過減少晶體管層疊數目直接改善電壓裕度；另一方面由于本振開關管的實際柵極電壓為ota的輸出電壓與本振信號的擺幅之和，因此本振開關管的源極電壓可以進一步升高，從而提高了尾電流源的輸出阻抗并可容納更高電壓擺幅，由此保證了線性度和轉換增益。

如圖2所示為本發明的跨導管本振開關融合結構上變頻器的輸入信號、跨導電阻兩端電壓以及本振管柵極電壓的時域波形。可以看出，在負反饋環路的作用下，電阻兩端的電壓始終跟隨輸入電壓變化，確保進入本振開關的中頻電流與輸入電壓保持線性關系。本振信號通過電容直接作用于本振開關管的柵極，而其包絡則受誤差放大器輸出電壓控制，包絡的形狀與輸入信號基本保持一致；柵極電壓的峰值可超出0.6v的電源電壓，而誤差放大器的輸出電壓不超過0.5v，尾電流管的漏極電壓始終處于0.25v以上，保證了電路中各組態均可獲得足夠電壓裕度。

以上所述僅是本發明的優選實施方式，應當指出，對于本技術領域的普通技術人員來說，在不脫離本發明原理的前提下，還可以做出若干改進和潤飾，這些改進和潤飾也應視為本發明的保護范圍。