殘余載波偏差和采樣偏差的估計方法及補償方法
【專利摘要】本發明公開了一種基于OFDM調制的微功率無線通信系統殘余載波偏差和采樣偏差的估計方法及補償方法，其中估計方法包括：導頻符號序列生成步驟、符號映射步驟、時域OFDM數據符號生成步驟，以及接收端依次提取每一個OFDM符號數據，并利用導頻符號序列準確地進行殘余載波偏差和采樣偏差估計和跟蹤；補償方法包括所述估計方法以及根據估計的殘余載波偏差和采樣偏差對有效數據子載波進行相位補償，準確恢復原始傳輸數據符號。本發明通過采用設計合理的導頻方案可以有效地對抗復雜的微功率無線環境，實現殘余載波偏差和采樣偏差的準確估計，進而確保OFDM系統子載波始終滿足正交性的要求，從而有效地輔助OFDM數據的可靠接收。
【專利說明】殘余載波偏差和采樣偏差的估計方法及補償方法

【技術領域】
[0001] 本發明涉及微功率無線通信領域，尤其涉及一種基于0FDM調制的微功率無線通 信系統殘余載波偏差和采樣偏差的估計方法。

【背景技術】
[0002] -般意義上，只要通信收發雙方通過無線電波傳輸信息，并且發射功率限制在很 小的范圍內（通常lOOmw以下），就可以稱為微功率無線通信。微功率無線通信技術在國外 有完備的標準體系支持，主要的標準有IEEE 802. 15. 4 (LR-WPAN)、EN13757 (network with relaying nodes)、ZigBee、WSN,應用于歐美地區的家庭無線應用和能源計量的數據通信。 但國外的標準技術并不適合我國國情。
[0003] 隨著我國智能電網的快速發展，微功率無線通信技術也應用于用電信息采集。目 前主流的微功率無線收發芯片的調制解調技術主要是基于（G) FSK，此類產品存在占用頻帶 比較寬，頻帶利用率較低、靈敏度不夠等缺陷，為了進一步提高微功率無線通信系統的性能 和頻帶利用率，需要開發基于0FDM的微功率無線通信系統。
[0004] 正交頻分復用（Orthogonal Frequency Division Multiplexing，縮寫為 0FDM) 是一種特殊的多載波信號調制方法，其主要思想是在頻域內將給定信道分成許多正交子信 道，在每個子信道上使用一個子載波進行調制，并且各子載波并行傳輸。這樣，盡管總的信 道是非平坦的，具有頻率選擇性，但是每個子信道是相對平坦的，在每個子信道上進行的是 窄帶傳輸，信號帶寬小于信道的相應帶寬，因此就可以大大消除信號波形間的干擾。由于在 0FDM系統中各個子信道的載波相互正交，它們的頻譜是相互重疊的，這樣不但減小了子載 波間的相互干擾，同時又提高了頻譜利用率。
[0005] 可見，0FDM技術的顯著優勢是能夠有效的對抗頻率選擇性衰落，且與傳統并行數 據傳輸相比頻譜利用率高。0FDM已經成功應用在無線通信領域，且取得了良好的效果。例 如數字音頻廣播（DAB)、數字視頻廣播（DVB)、無線本地局域網（WLAN)都應用了 0FDM技術。
[0006] 然而，正是由于0FDM系統內子信道的頻譜相互覆蓋，這就對它們之間的正交性提 出了較為嚴格的要求。由于無線信道存在時變性，在傳輸過程中會出現無線信號的頻率偏 差或者由于發射機和接收機振蕩器之間存在頻率偏差，都會破壞0FDM系統子載波之間的 正交性，從而導致子信道間的信號相互干擾（ICI)。因此，需要對系統的載波偏差進行準確 估計。另外，采樣偏差一方面會產生時變的定時偏差，導致時變的相位變化，另一方面也會 破壞子載波之間的正交性，從而產生ICI。因此，需要對0FDM系統的殘余載波偏差和采樣偏 差進行準確的跟蹤和估計，以確保0FDM符號的正交性。
[0007] 因此，如何設計一種性能優異的方法，動態的跟蹤和估計殘余載波偏差和采樣偏 差的方法，確保0FDM系統子載波始終滿足正交性的要求，是基于0FDM調制的微功率無線通 信系統所需要解決的問題。


【發明內容】

[0008] 為解決上述問題，本發明提供了一種基于OFDM調制的微功率無線通信系統殘余 載波偏差和采樣偏差的估計方法及補償方法，能夠適應微功率無線通信系統的復雜環境要 求，實現殘余載波偏差和采樣偏差的準確估計，并根據準確估計的偏差進行相位補償。
[0009] 為達到上述目的，本發明采用以下技術方案：
[0010] 本發明公開了一種微功率無線通信系統殘余載波偏差和采樣偏差的估計方法，包 括以下步驟：
[0011] 步驟A :構造導頻符號序列；
[0012] 步驟B :將數據符號和所述導頻符號序列分別映射到0FDM的有效子載波上；
[0013] 步驟C :利用快速傅立葉反變換方法（IFFT)將0FDM的頻域數據轉換成時域0FDM 符號數據，并通過射頻端調制到高頻發射出去；
[0014] 步驟D :接收端依次提取每一個所述時域0FDM符號數據，并利用所述導頻符號序 列進行殘余載波偏差和采樣偏差的估計和跟蹤。
[0015] 優選地，步驟A中的所述導頻符號序列是通過偽隨機序列PN的BPSK映射得到，所 述偽隨機序列PN包括m序列碼、線性組合碼或者非線性碼。
[0016] 優選地，步驟A中的所述導頻符號序列是由全1序列通過線性反饋移位寄存器進 行加擾后序列PN的BPSK映射得到。
[0017] 優選地，前面所述BPSK映射的規則是X(p) = l-2XPN(p)。
[0018] 優選地，步驟B中的所述導頻符號序列中的導頻符號在頻率軸方向的間隔是Nf，在 數據幀的第i個0FDM符號中，所述導頻符號所處的子載波位置為j，其中：
[0019] j = k · Nf&j = N~k · Nf
[0020]

【權利要求】
1. 一種基于OFDM調制的微功率無線通信系統殘余載波偏差和采樣偏差的估計方法， 其特征在于，包括以下步驟： 步驟A :構造導頻符號序列； 步驟B :將數據符號和所述導頻符號序列分別映射到OFDM的有效子載波上； 步驟C :利用快速傅立葉反變換方法將OFDM的頻域數據轉換成時域OFDM符號數據，并 通過射頻端調制到高頻發射出去； 步驟D :接收端依次提取每一個所述時域OFDM符號數據，并利用所述導頻符號序列進 行殘余載波偏差和采樣偏差的估計和跟蹤。
2. 如權利要求1所述的估計方法，其特征在于，步驟A中的所述導頻符號序列是通過偽 隨機序列PN的BPSK映射得到，所述偽隨機序列PN包括m序列碼、線性組合碼或者非線性 碼。
3. 如權利要求1所述的估計方法，其特征在于，步驟A中的所述導頻符號序列是由全1 序列通過線性反饋移位寄存器進行加擾后序列PN的BPSK映射得到。
4. 如權利要求2或3所述的估計方法，其特征在于，所述BPSK映射的規則是X(p)= l-2XPN(p)。
5. 如權利要求1所述的估計方法，其特征在于，步驟B中的所述導頻符號序列中的導頻 符號在頻率軸方向的間隔是Nf，在數據幀的第i個OFDM符號中，所述導頻符號所處的子載 波位置為j，其中： j = k · Nf&j = N-k · Nf
其中，i = 1，2，...，NS，k是系數，Ns表示數據幀所包含的OFDM符號的個數，NV表示 OFDM的有效子載波的總數；運算符號「1表示不大于該運算符號內數值的最大整數。
6. 如權利要求5所述的估計方法，其特征在于，步驟B中的所述導頻符號序列中的導頻 符號在頻率軸方向的間隔Nf介于8到16之間。
7. 如權利要求1所述的估計方法，其特征在于，步驟B中還包括將OFDM的無效子載波 上填充為零。
8. 如權利要求5或6所述的估計方法，其特征在于，步驟D具體分為以下步驟： 步驟D1 :接收端按照精同步的指示依次提取每一個長度為N的時域OFDM符號數據，其 中N表示OFDM子載波總數； 步驟D2 :依次將所提取的時域OFDM符號數據y (i)進行N點快速傅立葉運算，變換到 頻域，得到頻域OFDM符號數據Υ (η)，其中
步驟D3 :根據頻域OFDM符號數據Y (j)和填充的導頻符號X (j)以及信道估計值H (j)， 計算各導頻位置處的相位旋轉量
該相位旋轉量是由殘余載 波偏差和米樣偏差引起； 步驟D4 :根據殘余載波偏差引起的相位總體旋轉且同一 OFDM符號內所有子載波的旋 轉角度一致的關系，建立由殘余載波偏差導致的相位旋轉量△ ?FraLshift未知量； 步驟D5 :根據采樣偏差引起的相位旋轉量與子載波位置成正比的關系，建立由采樣偏 差引起的相位旋轉量Δ c〇Sample_shift未知量，且一..匈為由采樣偏差引起 的相鄰子載波相位旋轉量； 步驟D6 :根據步驟D3、步驟D4和步驟D5,建立同一個OFDM符號所有導頻符號位置j的 聯合方程，即 δ?2? (i) = i · Δ?· + ,
步驟D7 :根據步驟D6,計算得到殘余載波偏差導致的相位旋轉量△ c〇Frai_shift以及采 樣偏差引起的相鄰子載波相位旋轉量Δ?τ ; 步驟D8 :根據步驟D7,計算所有有效數據子載波上由于殘余載波偏差和采樣偏差所引 起的總體相位旋轉量+ 其中η表示有效數據子載波序號。
9. 如權利要求8所述的估計方法，其特征在于，步驟D3還包括 將所述相位旋轉量的除法運算轉換為乘法運算，所述相位旋轉量為
Han"*(_/)]，其中 "*，，表示共軛。
10. -種微功率無線通信系統殘余載波偏差和采樣偏差的補償方法，其特征在于，包括 權利要求1至9任一項所述的估計方法，以及步驟E :根據所述估計方法估計的所述殘余載 波偏差和所述采樣偏差對OFDM有效子載波進行相位補償。
【文檔編號】H04L27/26GK104253782SQ201410444175
【公開日】2014年12月31日 申請日期:2014年9月2日 優先權日:2014年9月2日
【發明者】不公告發明人 申請人:深圳市力合微電子股份有限公司