本發明涉及移動通信領域，具體地，涉及一種基于完全互補序列的時域MIMO信道估計方法。
背景技術：
：目前，MIMO技術利用多個天線實現多發多收，使得系統在不增加帶寬和發射功率情況下，可以成倍提高信道容量。同時，MIMO可以提高系統傳輸速率和傳輸質量，在第四代移動通信和第五代移動通信中發揮著重要作用。而實現高速MIMO系統的關鍵在于如何獲取可靠的信道狀態信息，所以信道估計一直是研究MIMO的核心技術?；谟柧毿蛄械男诺拦烙嫹椒ň哂械蛷碗s性和高可靠性等優點逐漸成為人們研究的熱點。目前對單輸入單輸出(SISO)頻率選擇信道下基于導頻方式的信道估計已有文獻進行研究，同時提出了一種導頻和信息數據交替發送的無保護間隔的STBC系統方案，一方面利用導頻序列取代傳統多天線傳輸系統中的循環前綴，并沒有降低數據效率帶來額外的系統開銷，另一方面該方案利用每個信息塊中的導頻序列來實現良好的信道估計和跟蹤性能。在上述理論基礎上，以m序列為訓練序列，有學者對發射端信號結構進行了時域和頻域這兩種結構的設計并提出相應的信道估計算法。對于單碼領域而言，具有上述理想相關特性的訓練序列是不存在的，因此，互補對的出現解決了上述問題.對于MIMO頻率選擇性衰落信道而言，最優的訓練序列具有自相關函數為沖擊函數，互相關函數處處為零的理想相關特性。在MIMO頻率選擇性衰落環境下，有學者提出基于非周期互補集的訓練序列信道估計方法，并推導了信道估計誤差公式，利用蒙特卡羅方法進行了仿真。同時針對MIMO時變頻率選擇性信道條件下，將格雷互補對作為導頻序列應用到MIMO系統中對信道的最小均方誤差進行了分析，而格雷互補對使用一組互補序列，將其進行循環移位的方式應用到不同天線上作為導頻使用，當發射天線數目為奇數時，為了保證互補序列循環操作的可靠性，采取增加虛擬天線的方式使天線數量呈現邏輯偶數的狀態，增加了系統復雜性。技術實現要素：本發明的目的在于，針對上述問題，提出一種基于完全互補序列的時域MIMO信道估計方法，以實現提升MIMO系統導頻配置靈活性、簡化系統復雜度以及提高信道估計的準確性的優點。為實現上述目的，本發明采用的技術方案是：一種基于完全互補序列的時域MIMO信道估計方法，包括以下步驟：步驟一、設置完全互補序列中互補序列對的數目M，互補序列對的數目M要大于或等于MIMO通信系統發射天線的數目Nr；步驟二、對選取的互補序列對進行導頻配置，每個天線分配一對互補序列；步驟三、將互補序列的導頻Am和Bm經過信道矩陣H進行矩陣表示；步驟四、接收端對導頻進行處理。優選的，所述MIMO通信系統發射天線的數目Nr等于4。優選的，步驟二、對選取的互補序列對進行導頻配置，每個天線分配一對互補序列具體為：對完全互補序列和進行導頻配置，其中，{Am,Bm}包含M對互補序列，且Am和Bm的周期為L，每一個發射天線配置一對互補序列，互補序列Am和互補序列Bm分別代表發射天線上的導頻序列，Am和Bm在第m個發射天線上交替使用，其中Am和Bm的相關函數滿足下述公式：a)自相關函數：m,n∈[1M]，C{Am,Bm},{Am,Bm}(p)=Σl=0L-1-|p|aml·(aml+p)*+Σl=0L-1-|l|bml·(bml+p)*=2Lp=00p≠0---(1),]]>b)互相關函數：C{Am,Bm},{An,Bn}(p)=Σl=0L-1-|p|aml·(anl+p)*+Σl=0L-1-|l|bml·(bnl+p)*=0∀p---(2)]]>因此，將式(1)和式(2)描述成式(3)矩陣形式：AAH+BBH＝2LIM(3)，式中l和p均為常數。優選的，完全互補序列中每個序列長度在20-100之間。優選的，步驟三中將互補序列的導頻Am和Bm經過信道矩陣H進行矩陣表示具體為：導頻序列Am和Bm分別經過信道H后，接收到的導頻信號表示為：其中R是接收信號矩陣，A|B表示發射的導頻序列，信道矩陣為H，而其中hn,m表示第m個發射天線和第n個接收天線之間的信道系數，Z表示高斯白噪聲矩陣。優選的，所述步驟四對接收端對導頻進行處理為：利用步驟三中的R＝[RA|RB]＝[HA|HB]+[ZA|ZB]，將信道矩陣H估計出來，即隨后根據歸一化均方根誤差公式對估計結果進行評估。優選的，利用步驟三中的R＝[RA|RB]＝[HA|HB]+[ZA|ZB]，將信道矩陣H估計出來，即具體為：設Φ＝[A|B]，ΦH代表本地完全互補序列，則H^=12LRΦH---(5)]]>根據公式(3)，式(5)表示成：由于公式(1)完全互補序列的正交特性：所以，式(7)表示成：H^=H+12LZΦH---(8),]]>其中，即為估計得信道參數。優選的，根據歸一化均方根誤差公式對估計結果進行評估具體為：NMSE表達式為：NMSE(H^)=||H^-H||F2||H||F2=(M/2L)σz2MN=σz22NL+tr(Hρ)2NL---(9)]]>其中，為信道高斯白噪聲方差，恒為正數，tr(·)表示矩陣的跡，‖·‖F表示矩陣范數。本發明的技術方案具有以下有益效果：(1)本發明利用完全互補序列多組性，根據互補對的數目與MIMO系統發射天線的數目相吻合的特點，每一發射天線配置一對互不相同的互補對，提高完全互補序列在MIMO通信中的應用領域，從而提升MIMO系統導頻配置靈活性、簡化系統復雜度。(2)本發明利用完全互補序列的正交性，根據MIMO信道估計要求導頻的正交性，將完全互補序列作為時域導頻形式在MIMO系統中進行應用，提高了MIMO系統信道的估計準確性。下面通過附圖和實施例，對本發明的技術方案做進一步的詳細描述。附圖說明圖1為本發明實施例所述的基于完全互補序列的時域MIMO信道估計方法的流程圖；圖2為本發明實施例所述的基于完全互補序列的導頻結構示意圖；圖3為本發明實施例所述的完全互補序列的信道估計結果與m序列估計結果比較示意圖。具體實施方式以下結合附圖對本發明的優選實施例進行說明，應當理解，此處所描述的優選實施例僅用于說明和解釋本發明，并不用于限定本發明。一種基于完全互補序列的時域MIMO信道估計方法，包括以下步驟：步驟一、設置完全互補序列中互補序列對的數目M，互補序列對的數目M要大于或等于MIMO通信系統發射天線的數目Nr，設置完全互補序列中互補序列對的數目M是根據實際MIMO通信系統的需求；步驟二、對選取的互補序列對進行導頻配置，每個天線分配一對互補序列；步驟三、將互補序列的導頻Am和Bm經過信道矩陣H進行矩陣表示；步驟四、接收端對導頻進行處理。其中，步驟三中將完全互補序列的導頻Am和Bm經過信道矩陣H進行矩陣表示，過程可以描述為：R＝[RA|RB]＝[HA|HB]+[ZA|ZB]，R為合成的接收導頻矩陣。步驟四中為在接收端，通過基于完全互補序列的MIMO信道估計算法，同時利用步驟三中的R＝[RA|RB]＝[HA|HB]+[ZA|ZB]，將信道矩陣H估計出來，即隨后根據歸一化均方根誤差公式對估計結果進行評估，||·||F表示矩陣范數。具體的，本發明提供的基于完全互補序列的時域MIMO信道估計方法是通過以下步驟來實現的：步驟一、如圖1所示：設置完全互補序列中互補對的數目，本發明例中MIMO系統選取發射天線數目為4，則完全互補序列中互補對的數目要大于等于4，從這些互補對中任意選取4對，使得與發射天線導頻數量相一致。步驟二、如圖2所示：圖2描述了基于完全互補序列的MIMO系統導頻結構。對完全互補序列和進行導頻配置，其中，{Am,Bm}包含M對互補序列，且Am和Bm的周期為L，每一個發射天線配置一對互補序列?；パa序列Am和互補序列Bm分別代表發射天線上的導頻序列，Am和Bm在第m個發射天線上交替使用其中Am和Bm的相關函數需要滿足如下性質：自相關函數:m,n∈[1M]C{Am,Bm},{Am,Bm}(p)=Σl=0L-1-|p|aml·(aml+p)*+Σl=0L-1-|l|bml·(bml+p)*=2Lp=00p≠0---(1)]]>互相關函數：C{Am,Bm},{An,Bn}(p)=Σl=0L-1-|p|aml·(anl+p)*+Σl=0L-1-|l|bml·(bnl+p)*=0∀p---(2)]]>對于每一對互補序列{Am,Bm},如果其自相關函數和互相關函數滿足式(1)和式(2),則稱互補序列對{Am,Bm}組成完全互補序列。因此，可以將(1)和(2)式描述成如下矩陣形式：AAH+BBH＝2LIM(3)選擇完全互補序列中互補序列對的數目M，要大于或等于MIMO通信系統發射天線的數目Nr，從M組互補序列對中選取任意Nr組互補對作為導頻將其按照圖2的方式進行應用；與Nt條發射天線數據Data一起進行傳輸。此外，在互補序列中每個序列長度的選擇上也有要求，既不能太長，也不能太短，太長了復雜性高，太短了影響信道估計精度，長度一般控制20-100。步驟三、對基于完全互補序列的導頻進行傳輸。假設無線信道環境為時變頻率選擇性衰落信道，單載波MIMO系統發射天線和接收天線數目分別是M和N。導頻序列Am和Bm分別經過信道H后，接收到的導頻信號表示為：其中R是接收信號矩陣，A|B表示發射的導頻序列，信道矩陣為H，而其中hn,m表示第m個發射天線和第n個接收天線之間的信道系數，Z表示高斯白噪聲矩陣。步驟四、接收端對導頻進行處理。設Φ＝[A|B]對接收的導頻矩陣信號R右乘矩陣ΦH，其中ΦH代表本地完全互補序列，與接收信號R作相關運算得：H^=12LRΦH---(5)]]>根據公式(3)，上式可以表示成：由于公式(1)完全互補序列的正交特性：所以，(7)式可以表示成：H^=H+12LZΦH---(8)]]>其中，即為估計得信道參數。若發射導頻為長度為2L的m序列，則基于m序列的接收導頻為：其中Xm＝[X1,X2,…,XM]T表示M條導頻m序列組成的矩陣，同樣用本地m導頻矩陣做相關得：當采用m序列時，(10)式中的Xm(Xm)H即為m序列的相關函數矩陣。將其進一步可以化簡成公式(11)，其中Xm(Xm)H矩陣的對角線元素為M條m序列的自相關值，其他位置元素為不同m序列之間的互相關值。由公式(8)和公式(11)可以看出，由于m序列的互相關函數值不為零，若使用的導頻為m系列，則相關矩陣不為單位陣，所以信道估計的誤差除了受噪聲Z的影響之外，還有m序列互相關值ρ大小的影響。由于在單碼領域自相關和互相關完全滿足正交的序列式不存在的，所以，本技術方案采用雙碼領域中的完全互補序列作為導頻序列，旨在消除由于導頻序列的非正交性帶來的信道估計誤差。用信道估值的歸一化均方誤差(NMSE)作為信道估計得性能度量，時域導頻信道估計算法的NMSE理論表達式為：NMSE(H^)=||H^-H||F2||H||F2=(M/2L)σz2MN=σz22NL+tr(Hρ)2NL---(12)]]>其中，為信道高斯白噪聲方差，恒為正數(tr(·)表示矩陣的跡)，來自于MIMO系統中不同導頻序列間的互相關值以及信道特性的影響。從公式(12)可以看出，由于完全互補序列的完全正交性，與m序列作為導頻的MIMO信道估計相比，基于完全互補序列的導頻方式使信道估計誤差在相同仿真條件下信道誤差要小。本發明所提出的基于完全互補序列的時域MIMO信道估計方法，與擴頻序列m序列的MIMO信道估計結果比較示意圖如圖3所示，橫坐標SNR表示信噪比，縱坐標表示歸一化均方根誤差，可以看到采用完全互補序列的MIMO系統，在相同導頻長度下，信道估計誤差比較小，進而提高了系統性能。最后應說明的是：以上所述僅為本發明的優選實施例而已，并不用于限制本發明，盡管參照前述實施例對本發明進行了詳細的說明，對于本領域的技術人員來說，其依然可以對前述各實施例所記載的技術方案進行修改，或者對其中部分技術特征進行等同替換。凡在本發明的精神和原則之內，所作的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本發明的保護范圍之內。當前第1頁1 2 3