本發明屬于無線通信技術領域，具體涉及一種全雙工雙向中繼傳輸方法，可用于無線通信的分布式協作傳輸系統，提升協作通信系統的可靠性和頻譜利用率。

背景技術：

隨著無線通信中信號帶寬越來越寬，對應的頻譜資源卻越來越少，人們逐漸開始研究能最大化利用頻譜資源的算法和技術。全雙工技術在同一時間和同一頻段上進行信號的發射和接收，因此它能最大可能地提高未來無線通信網絡的頻譜資源利用率，但其存在嚴重的自干擾問題，這限制了全雙工系統性能地提升。協作通信技術利用通信網絡中空閑節點作為中繼，實現虛擬的空間分集以對抗無線信道的多徑衰落，協作中繼通信因中繼布局靈活、成本低等優點已經成為當前和未來無線通信發展的關鍵技術之一。

文獻1，two-wayfull-duplexamplify-and-forwardrelaying,milcom2013-2013ieeemilitarycommunicationsconference,sandiego,ca,2013,pp.1-6.中對全雙工單中繼雙向傳輸系統模型進行了分析，對依賴一個固定中繼，沒有中繼選擇的情況下系統傳輸速率、容量、中斷概率等參數進行了仿真。但單中繼傳輸方法對傳輸環境的要求較高，傳輸過程中不同物體阻擋形成的陰影衰落都會對信息的傳輸產生很大影響，系統可靠性較低。

文獻2，relayselectionfortwo-wayfullduplexrelaynetworkswithamplify-and-forwardprotocol,inieeetransactionsonwirelesscommunications,vol.13,no.7,pp.3768-3777,july2014.中針對多中繼場景提出了一種中繼選擇策略，并對全雙工中繼系統誤碼率、中斷概率等性能進行了分析。但該方法存在的不足之處是忽略了中繼剩余自干擾信號在中繼收發天線之間無限循環迭代的事實，將中繼剩余自干擾信道建模為單徑瑞利平坦衰落信道，不能完全客觀的反應全雙工中繼剩余自干擾對其性能的影響。

文獻3，西安電子科技大學在其申請的專利“全雙工協作通信系統中異步空時碼編解碼系統和方法”(專利號：zl201210199103.6公開號：cn102724027b)中提出了一種基于異步空時碼的全雙工中繼傳輸方法，該方法利用異步空時碼編解碼技術對中繼節點剩余自干擾信號進行抑制和消除，這種全雙工中繼傳輸方法的不足之處在于：全雙工協作通信系統中采用異步空時碼編解碼方法增大了中繼節點對剩余自干擾信號處理過程的復雜度。

技術實現要素：

本發明的目的在于克服上述已有技術的不足，提出一種基于單載波頻域均衡的同時同頻全雙工雙向中繼傳輸方法，以簡化中繼節點對剩余自干擾信號的處理過程，提升全雙工雙向中繼協作通信系統的可靠性。

為實現上述目的，本發明的技術方案如下：

(1)兩個源節點s1、s2和中繼節點r1,r2,…,ri,…,rn利用訓練序列對系統信道參數進行最小均方誤差估計，得到如下參數：

第一源節點s1到第i個中繼節點的信道系數h1i和第二源節點s2到第i個中繼節點的信道系數h2i，第一源節點s1的剩余自干擾信道系數hs1和第二源節點s2的剩余自干擾信道系數hs2，及中繼節點剩余自干擾信道系數i＝1,2,…,n，n為中繼個數；

(2)選擇最優中繼節點rk，其中k表示最優中繼節點的下角標值；

(3)計算最優中繼節點rk的最優放大因子βk：

當|h2k|²≥|h1k|²時，

當|h1k|²＞|h2k|²時，

其中，h1k表示第一源節點s1到最優中繼節點的信道系數，h2k表示第二源節點s2到最優中繼節點的信道系數，表示第一源節點s1的噪聲方差，表示第二源節點s2的噪聲方差，表示最優中繼節點的噪聲方差，表示最優中繼節點的剩余字干擾信道系數，l表示源節點發射信號添加的循環前綴長度；

(4)利用最優中繼節點的最優大放大因子βk，構造最優中繼節點等效多徑信道的信道系數矩陣hk：

hk＝[h(0),...,h(l),...,h(l-1)]，

其中，h(l)＝βk(hlikβk)^l表示第l徑等效信道的信道系數，0≤l≤l；

(5)第一源節點s1和第二源節點s2分別對各自的信源信號進行調制后，再添加循環前綴得到各自的發射信號x1和x2，并將各自的發射信號x1和x2發送給最優中繼節點rk；

(6)最優中繼節點rk對這兩個發射信號x1和x2進行放大處理，得到最優中繼節點第m時隙的發射信號t[m]：

其中，x1[m-j]表示第一源節點s1第m-j時隙的發射信號，x2[m-j]表示第二源節點s2第m-j時隙的發射信號，nk[m-j]表示最優中繼節點第m-j時隙的噪聲信號，j＝1,2,…∞；

(7)第一源節點s1和第二源節點s2接收最優中繼節點的發射信號t[m]，得到各自的接收信號y1和y2，再分別去除接收信號y1和y2的循環前綴得到第一源節點s1的待均衡信號y'1和第二源節點s2的待均衡信號y'2；

(8)第一源節點s1和第二源節點s2分別對各自的待均衡信號y'1和y'2進行頻域均衡，得到第一源節點s1的待解調信號和第二源節點s2的待解調信號

(9)第一源節點s1對其待解調信號進行解調，作為第二源節點s2的信源信號a2，第二源節點s2對其待解調信號進行解調，作為第一源節點s1的信源信號a1。

本發明與現有技術相比具有如下優點：

第一，本發明將中繼節點的剩余自干擾信道等效為l徑多徑信道，并在源節點利用sc-fde抗多徑技術對抗中繼剩余自干擾形成的多徑效應，從而簡化了中繼節點對剩余自干擾信號的處理過程，降低了中繼節點的復雜度。

第二，本發明使用了中繼選擇技術，即源節點從多個候選中繼節點中選出一個最優中繼進行協作通信，從而提高了源節點的信干噪比，提升了系統的可靠性。

附圖說明

圖1為本發明使用的同時同頻全雙工雙向通信場景示意圖；

圖2為本發明的實現流程圖；

圖3為本發明和現有方法的誤比特率對比仿真圖。

具體實施方式

下面結合附圖對本發明做進一步的描述。

本發明的是在圖1的場景下實現的。

圖1中，包含兩個源節點和n個中繼節點，源節點與每個中繼之間各有兩條信道，源節點和中繼節點各有一條剩余自干擾信道，其中：

s1表示第一源節點，s2表示第二源節點，r1,r2,…ri,…,rn表示n個中繼節點，i＝1,2,…n，n表示中繼個數；圖1中實線表示源節點與中繼節點之間的傳輸信道，虛線表示各節點剩余自干擾信道。

源節點和中繼節點都工作在同時同頻全雙工模式，兩個源節點同時同頻的向中繼節點發射信號并接收中繼節點的發射信號，中繼節點也同時同頻地接收來自兩個源節點的發射信號，中繼節點采用放大轉發協議，將上一時隙的接收信號經過放大處理后轉發給源節點，源節點和中繼節點的剩余自干擾信號是指采用主動或者被動自干擾消除技術后所剩余的自干擾信號。

參照圖2，本發明完成同時同頻全雙工雙向中繼協作通信的實現步驟如下：

步驟1，估計信道參數。

兩個源節點s1、s2和中繼節點r1,r2,…,ri,…,rn利用訓練序列對系統信道參數進行最小均方誤差估計，得到如下參數：

第一源節點s1到第i個中繼節點的信道系數h1i和第二源節點s2到第i個中繼的信道系數h2i，第一源節點s1的剩余自干擾信道系數hs1和第二源節點s2的剩余自干擾信道系數hs2，及中繼節點剩余自干擾信道系數i＝1,2,…,n，n為中繼個數，且源節點與中繼節點之間的信道信息對稱，即第i個中繼節點到第一源節點s1的信道系數hi1與第一源節點s1到第i個中繼節點的信道系數h1i相等，第i個中繼節點到第二源節點s2的信道系數hi2與第二源節點s2到第i個中繼的信道系數h2i相等，h1i＝hi1，h2i＝hi2。

步驟2，選擇最優中繼節點。

2.1)利用第一源節點s1到第i個中繼節點的信道系數h1i和第二源節點s2到第i個中繼的信道系數h2i，計算最優中繼節點的下角標值：其中，|·|表示求參數模值，min(·)表示取兩個參數中最小值，表示取n個參數中最大值；

2.2)根據最優中繼節點的下角標值k選擇第k個中繼節點rk為最優中繼節點。

步驟3，計算最優中繼節點rk的最優放大因子βk。

3.1)計算第一源節點s1的信干噪比ψ1和第二源節點s2的信干噪比ψ2：

其中，h1k表示第一源節點s1到最優中繼節點的信道系數，h2k表示第二源節點s2到最優中繼節點的信道系數，表示最優中繼節點的剩余自干擾信道系數，β表示最優中繼節點的放大因子，表示第一源節點s1的噪聲方差，表示第二源節點s2的噪聲方差，表示最優中繼節點的噪聲方差，l表示源節點發射信號添加的循環前綴長度；

3.2)令系統信干噪比取得最大值的最優放大因子βk的表達式為：

其中，表示取使表達式達到最大值的放大因子β的值；

將第一源節點s1的信干噪比ψ1和第二源節點s2的信干噪比ψ2帶入最優放大因子βk的表達式，推導得到最優放大因子βk的閉式解：

當|h2k|²≥|h1k|²時，

當|h1k|²＞|h2k|²時，

其中，

步驟4，構造最優中繼節點等效多徑信道。

將最優中繼節點的剩余自干擾信道等效為l徑多徑信道，利用最優中繼節點的最優放大因子βk，構造最優中繼節點等效多徑信道的信道系數矩陣hk：

hk＝[h(0),...,h(l),...,h(l-1)]，

其中，表示第l徑等效信道的信道系數，0≤l≤l。

步驟5，源節點調制信源信號。

第一源節點s1對信源信號a1進行調制，再將調制后的信號序列s1添加循環前綴，得到第一源節點的發射信號：并將該發射信號x1發送給最優中繼節點rk；

第二源節點s2對信源信號a2進行調制，再將調制后的信號序列s2添加循環前綴，得到第二源節點的發射信號：并將該發射信號x2發送給最優中繼節點rk，

其中，ip表示m×m維的單位矩陣，m表示調制后信號序列s1和s2的長度，i′是由單位矩陣ip的后l行構成的矩陣，l表示源節點發射信號添加的循環前綴長度，l＜m。

步驟6，最優中繼節點轉發源節點的發射信號。

最優中繼節點第m時隙的接收信號r[m]：

其中，x1[m]表示第一源節點s1第m時隙的發射信號，x2[m]表示第二源節點s2第m時隙的發射信號，t[m]表示最優中繼節點第m時隙的發射信號，nk[m]表示最優中繼節點第m時隙的噪聲信號；

最優中繼節點采用放大轉發的工作模式，對其第m-1時隙的接收信號r[m-1]放大βk倍，得到最優中繼節點第m時隙的發射信號t[m]：

t[m]＝βkr[m-1]，

其中，x1[m-1]表示第一源節點s1第m-1時隙的發射信號，x2[m-1]表示第二源節點s2第m-1時隙的發射信號，t[m-1]表示最優中繼節點第m-1時隙的發射信號，nk[m-1]表示最優中繼節點第m-1時隙的噪聲信號；

將最優中繼節點第m-1時隙接收信號r[m-1]的表達式帶入t[m]表達式，得到t[m]的展開式：

由上式可知，中繼剩余自干擾信號會在中繼節點的發射端和接收端之間形成無限循環迭代的過程；單載波頻域均衡技術能夠利用循環前綴對抗多徑效應，因此，上式中循環前綴長度l徑以內的信號當做有用信號，l+1徑及以后的信號當做自干擾信號。

步驟7，源節點接收最優中繼節點的發射信號。

7.1)第一源節點s1和第二源節點s2接收最優中繼節點的發射信號t[m]，得到各自第m時隙的接收信號y1[m]和y2[m]：

y1[m]＝h1kt[m]+hs1x1[m]+ns1[m]，

y2[m]＝h2kt[m]+hs2x2[m]+ns2[m]，

其中，x1[m]表示第一源節點s1第m時隙的發射信號，x2[m]表示第二源節點s2第m時隙的發射信號，ns1[m]表示第一源節點s1第m時隙的噪聲信號，ns2[m]表示第二源節點s2第m時隙的接收信號；

7.2)兩個源節點分別去除各自接收信號y1和y2的循環前綴，得到第一源節點s1的待均衡信號y'1和第二源節點s2的待均衡信號y'2：

y'1＝[tip]y1，

y'2＝[tip]y2，

其中，t表示m×l維零矩陣，ip表示m×m維單位陣，m表示調制后信號序列s1和s2的長度，l表示源節點發射信號添加的循環前綴長度，l＜m，y1表示源節點s1的接收信號，y2源節點s2的接收信號，y'1表示第一源節點s1去掉循環前綴后的待均衡信號，y'2表示第二源節點s2去掉循環前綴后的待均衡信號。

步驟8，源節點待均衡信號進行頻域均衡，得到待解調信號。

頻域均衡的方法包括迫零均衡和最小均方誤差均衡等，本實例中兩個源節點采用迫零均衡的方法，其實現步驟如下：

8.1)第一源節點s1和第二源節點s2分別對各自的待均衡信號y'1和y'2進行傅里葉變換，得到第一源節點s1的頻域接收信號y'1和第二源節點s2的頻域接收信號y'2；

8.2)利用迫零均衡分別對頻域接收信號y'1和y'2進行均衡，得到均衡后的接收信號y1和y2：

y1＝y′1w，

y2＝y′2w，

其中，表示迫零均衡矩陣，h(l)表示第l徑等效信道系數h(l)的頻域響應，0≤l≤l-1；

8.3)第一源節點s1和第二源節點s2分別對均衡后的接收信號y1和y2進行傅里葉逆變換，得到第一源節點s1的待解調信號和第二源節點s2的待解調信號

步驟9，源節點解調接收信號。

第一源節點s1對其待解調信號進行解調，作為第二源節點s2的信源信號a2，第二源節點s2對其待解調信號進行解調，作為第一源節點s1的信源信號a1，完成整個全雙工雙向中繼傳輸過程。

下面結合仿真對本發明的效果做詳細描述。

1.仿真條件

本發明的仿真實驗是在matlab7.11軟件下進行的。在本發明的仿真實驗中，源節點采用正交振幅調制的方法對信源信號進行調制，調制得到的發射信號幀長m＝128，循環前綴的長度l＝32。源節點到中繼節點之間的信道和各節點的剩余自干擾信道均為瑞利平坦衰落信道，中繼節點和兩個源節點的剩余自干擾大小均為-40db，各節點噪聲方差相等，且均為-40db。仿真信噪比范圍為0～18db，仿真次數為10000次。

2.仿真內容及仿真結果

以文獻2所提方法為對比方法，對采用對比方法和本發明所提方法的全雙工雙向中繼傳輸系統的誤碼率性能進行仿真對比，結果如圖3所示。由圖3可以看出，當中繼個數為3時，本發明比對比方法的誤碼率性能提高了約4db，當中繼個數為5時，本發明與對比方法相比其誤碼率性能有5db的提高，

仿真結果表明：使用本發明方法的全雙工雙向中繼傳輸系統其誤碼率性能明顯優于采用對比方法的全雙工雙向中繼傳輸系統的誤碼率性能，說明本發明在簡化中繼剩余自干擾處理過程的同時，提高了系統可靠性。