本發(fā)明涉及無線通信技術(shù)領(lǐng)域，特別是涉及一種異步多載波系統(tǒng)頻域信道估計(jì)方法。

背景技術(shù)：

為適應(yīng)通信發(fā)展的需要，下一代無線通信系統(tǒng)在提高數(shù)據(jù)傳輸速度的基礎(chǔ)上，必須具有更高的頻譜利用率和能效，其無線覆蓋性能、傳輸時(shí)延和用戶體驗(yàn)顯著提高。系統(tǒng)支持不同業(yè)務(wù)的通信需求，特別是海量傳感設(shè)備及機(jī)器與機(jī)器(m2m)通信。系統(tǒng)還需具備充分的靈活性，整合及動(dòng)態(tài)分配頻譜資源。

新一代多載波并行傳輸技術(shù)是發(fā)展下一代無線通信技術(shù)的關(guān)鍵。基于快速卷積的廣帶異步可調(diào)多載波技術(shù)在保留正交頻分復(fù)用(ofdm)抗多徑衰落能力強(qiáng)、實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度低、易于與多天線技術(shù)(mimo)結(jié)合等優(yōu)點(diǎn)的基礎(chǔ)上，無需循環(huán)前綴(cp)對(duì)抗多徑衰落，從而能充分利用無線資源；各個(gè)子載波之間無需同步，增強(qiáng)了頻譜使用的靈活性；還具有峰均比低、載波旁瓣小等優(yōu)點(diǎn)。

對(duì)于廣帶異步可調(diào)多載波系統(tǒng)，尚無實(shí)用的導(dǎo)頻設(shè)計(jì)與信道估計(jì)方法。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

發(fā)明目的：本發(fā)明的目的是提供一種能夠解決現(xiàn)有技術(shù)中存在的缺陷的一種異步多載波系統(tǒng)頻域信道估計(jì)方法。

技術(shù)方案：為達(dá)到此目的，本發(fā)明采用以下技術(shù)方案：

本發(fā)明所述的一種異步多載波系統(tǒng)頻域信道估計(jì)方法，包括以下步驟：

s1：發(fā)送端各子信道將時(shí)域?qū)ьl序列和數(shù)據(jù)序列混合成幀，成幀后的信號(hào)通過分段快速卷積多載波合成濾波器組進(jìn)行多載波信號(hào)的合成，不同子信道的導(dǎo)頻序列僅占用對(duì)應(yīng)子信道所占的頻段；

s2：接收端依據(jù)子信道的導(dǎo)頻插入方案提取接收時(shí)域?qū)ьl序列，通過信道估計(jì)獲取子信道的時(shí)域抽頭系數(shù)；

s3：將估計(jì)出的時(shí)域抽頭系數(shù)進(jìn)行時(shí)域降噪處理后，在其末尾補(bǔ)零并轉(zhuǎn)化到dft域，得到子信道內(nèi)當(dāng)時(shí)時(shí)刻的頻域信道估計(jì)值；

s4：將不同導(dǎo)頻序列估計(jì)出的頻域信道在時(shí)間維上進(jìn)行插值，得到數(shù)據(jù)序列位置的頻域信道信息，用于頻域均衡。

進(jìn)一步，所述步驟s1中，導(dǎo)頻序列和數(shù)據(jù)序列中間插入零保護(hù)間隔。

進(jìn)一步，所述步驟s1中，分段快速卷積多載波合成濾波器組包括重疊分塊單元、小fft單元、帶寬擴(kuò)展單元、頻域?yàn)V波單元、大ifft單元和分塊保留單元；分段快速卷積多載波合成濾波器組將成幀后的信號(hào)通過重疊分塊單元、小fft單元、帶寬擴(kuò)展單元和頻域?yàn)V波單元后，在dft域進(jìn)行拼接，再通過大ifft單元和分塊保留單元進(jìn)行多載波信號(hào)的合成，形成多載波數(shù)字基帶發(fā)送信號(hào)。

進(jìn)一步，所述步驟s2具體通過以下過程實(shí)現(xiàn)：通過分段快速卷積多載波分析濾波器組形成子信道的基帶接收信號(hào)，對(duì)基帶接收信號(hào)進(jìn)行接收時(shí)域?qū)ьl序列的提取，再根據(jù)最小均方誤差估計(jì)器或者最小二乘估計(jì)器估計(jì)子信道的時(shí)域抽頭系數(shù)；分段快速卷積多載波分析濾波器組包括重疊分塊單元、大fft單元、頻域均衡單元、頻域?yàn)V波單元、小ifft單元和分塊保留單元。

進(jìn)一步，所述步驟s3具體通過以下過程實(shí)現(xiàn)：根據(jù)估計(jì)出的時(shí)域抽頭系數(shù)確定主徑的信道強(qiáng)度，將估計(jì)出的時(shí)域抽頭系數(shù)中小于門限值的位置置零，并補(bǔ)零至估計(jì)出的時(shí)域抽頭系數(shù)長度與大fft單元尺寸相同，然后對(duì)補(bǔ)零后的序列進(jìn)行fft變換，得到子信道內(nèi)當(dāng)時(shí)時(shí)刻的頻域信道估計(jì)值。

有益效果：本發(fā)明公開了一種異步多載波系統(tǒng)頻域信道估計(jì)方法，具有如下有益效果：

1)導(dǎo)頻與數(shù)據(jù)在時(shí)域混合，不破壞子帶的頻譜，保持了廣帶異步可調(diào)多載波系統(tǒng)各子帶無需同步、獨(dú)立配置的優(yōu)點(diǎn)；

2)接收端首先在時(shí)域?qū)?dǎo)頻接收信號(hào)進(jìn)行信道估計(jì)，然后進(jìn)行時(shí)域降噪后轉(zhuǎn)化到頻域，大大提高了估計(jì)精度；

3)通過特殊設(shè)計(jì)的信道估計(jì)器大大降低最小均方誤差準(zhǔn)則下的信道估計(jì)復(fù)雜度。

附圖說明

圖1為本發(fā)明具體實(shí)施方式中廣帶異步可調(diào)多載波系統(tǒng)的示意圖；

圖2為本發(fā)明具體實(shí)施方式中多載波合成與分析模塊的示意圖；

圖3為本發(fā)明具體實(shí)施方式中單個(gè)子帶基帶發(fā)送與接收模塊的示意圖；

圖4為本發(fā)明具體實(shí)施方式中單個(gè)子帶信道估計(jì)模塊的示意圖；

圖5為本發(fā)明具體實(shí)施方式中時(shí)域?qū)ьl和數(shù)據(jù)幀的結(jié)構(gòu)圖。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合附圖和具體實(shí)施方式對(duì)本發(fā)明的技術(shù)方案作進(jìn)一步的介紹。

本具體實(shí)施方式公開了一種一種異步多載波系統(tǒng)頻域信道估計(jì)方法，包括以下步驟：

s1：發(fā)送端各子信道將時(shí)域?qū)ьl序列和數(shù)據(jù)序列混合成幀，成幀后的信號(hào)通過分段快速卷積多載波合成濾波器組進(jìn)行多載波信號(hào)的合成，不同子信道的導(dǎo)頻序列僅占用對(duì)應(yīng)子信道所占的頻段；導(dǎo)頻序列和數(shù)據(jù)序列中間可以插入零保護(hù)間隔，以獲取更好的信道估計(jì)性能；

s2：接收端依據(jù)子信道的導(dǎo)頻插入方案提取接收時(shí)域?qū)ьl序列，通過信道估計(jì)獲取子信道的時(shí)域抽頭系數(shù)；其中，信道估計(jì)可采用最小均方誤差或者最小二乘準(zhǔn)則估計(jì)；

s3：將估計(jì)出的時(shí)域抽頭系數(shù)進(jìn)行時(shí)域降噪處理后，在其末尾補(bǔ)零并轉(zhuǎn)化到dft域，得到子信道內(nèi)當(dāng)時(shí)時(shí)刻的頻域信道估計(jì)值；

s4：將不同導(dǎo)頻序列估計(jì)出的頻域信道在時(shí)間維上進(jìn)行插值，得到數(shù)據(jù)序列位置的頻域信道信息，用于頻域均衡。

步驟s1中，分段快速卷積多載波合成濾波器組包括重疊分塊單元、小fft單元、帶寬擴(kuò)展單元、頻域?yàn)V波單元、大ifft單元和分塊保留單元；分段快速卷積多載波合成濾波器組將成幀后的信號(hào)通過重疊分塊單元、小fft單元、帶寬擴(kuò)展單元和頻域?yàn)V波單元后，在dft域進(jìn)行拼接，再通過大ifft單元和分塊保留單元進(jìn)行多載波信號(hào)的合成，形成多載波數(shù)字基帶發(fā)送信號(hào)。這個(gè)過程用矢量描述如下：

式(1)中sk,s＝[sk,s(0)sk,s(1)…sk,s(nbs-1)]^t，是第s個(gè)子信道中導(dǎo)頻和數(shù)據(jù)混合后的分段信號(hào)。wm是歸一化的m點(diǎn)dft變換矩陣。1n是n×n的全1矩陣，0n是n×n的全0矩陣，in是n×n的單位矩陣，是kronecker積。bms是ωs的3db帶寬。λs是hs(n)的頻域響應(yīng)系數(shù)為主對(duì)角元構(gòu)成的矩陣。q＝[0n×l/2in0n×l/2]。

步驟s2具體通過以下過程實(shí)現(xiàn)：通過分段快速卷積多載波分析濾波器組形成子信道的基帶接收信號(hào)，對(duì)基帶接收信號(hào)進(jìn)行接收時(shí)域?qū)ьl序列的提取，再根據(jù)最小均方誤差估計(jì)器或者最小二乘估計(jì)器估計(jì)子信道的時(shí)域抽頭系數(shù)；分段快速卷積多載波分析濾波器組包括重疊分塊單元、大fft單元、頻域均衡單元、頻域?yàn)V波單元、小ifft單元和分塊保留單元。以上過程用矢量描述如下：

式(2)中，p＝[0m×(n-l/2)im0m×(n-l/2)]，其中h為多徑信道矩陣，為多徑信道矩陣變換到dft內(nèi)的結(jié)果，在m較大(建議m≥32)時(shí)可證明近似為滿秩的對(duì)角陣，設(shè)其對(duì)角線元素為μ1,μ2,...,μm，則c近似為單點(diǎn)頻域均衡器：

其中ηi為的主對(duì)角線元素，σ²為噪聲方差，(·)*表示向量或標(biāo)量的共軛。

對(duì)基帶接收信號(hào)相應(yīng)位置進(jìn)行導(dǎo)頻段提取，根據(jù)設(shè)計(jì)好的最小均方誤差估計(jì)器(或最小二乘估計(jì)器)得到該子信道的時(shí)域抽頭系數(shù)估計(jì)值。下面是具體設(shè)計(jì)方法。

接收導(dǎo)頻段可以表達(dá)為：

其中為nb×m矩陣。xk為一段發(fā)送導(dǎo)頻序列。

sps為m×m矩陣，s1第i行第j列元素s1ij滿足：

其中sinc(x)＝sin(πx)/(πx)。i,j＝1,2,...,m。s2第i行第j列元素s2ij滿足：

s3第i行第j列元素s3ij滿足：

根據(jù)式(4)-(7)可得到該子信道內(nèi)的信道的時(shí)域抽頭系數(shù)的最小均方誤差估計(jì)：

最小二乘估計(jì)為：

下面給出最小均方誤差估計(jì)器的簡化。

記σh²為信道響應(yīng)h的方差，σw²為噪聲方差，可證明其近似為滿秩的對(duì)角陣，故取其主對(duì)角元素對(duì)上述估計(jì)器進(jìn)行簡化，得到：

經(jīng)過優(yōu)化后，該估計(jì)器可以在不明顯損失性能的前提下避免矩陣求逆，顯著降低了計(jì)算復(fù)雜度。

步驟s3具體通過以下過程實(shí)現(xiàn)：根據(jù)估計(jì)出的時(shí)域抽頭系數(shù)確定主徑的信道強(qiáng)度，將估計(jì)出的時(shí)域抽頭系數(shù)中小于門限值的位置置零，并補(bǔ)零至估計(jì)出的時(shí)域抽頭系數(shù)長度與大fft單元尺寸相同，然后對(duì)補(bǔ)零后的序列進(jìn)行fft變換，得到子信道內(nèi)當(dāng)時(shí)時(shí)刻的頻域信道估計(jì)值。

本具體實(shí)施方式中公開了一種廣帶異步可調(diào)多載波系統(tǒng)，如圖1所示。

(1)系統(tǒng)整體結(jié)構(gòu)

支持多天線傳輸?shù)膹V帶異步可調(diào)多載波無線傳輸方法系統(tǒng)框架如圖1所示，系統(tǒng)分為發(fā)送端和接收端。在發(fā)送端，不同用戶或同一用戶的s個(gè)并行比特流，分別經(jīng)過子帶基帶發(fā)送模塊進(jìn)行基帶數(shù)字信號(hào)處理(如：信道編碼、調(diào)制等)并與導(dǎo)頻序列進(jìn)行混合，得到子帶多天線數(shù)字基帶發(fā)送信號(hào)。經(jīng)過多載波合成模塊進(jìn)行多載波合成，生成多載波數(shù)字基帶發(fā)送信號(hào)，再經(jīng)過d/a和發(fā)送射頻模塊，產(chǎn)生各發(fā)射天線上的多載波發(fā)送射頻信號(hào)。

在接收端，各接收天線接收的多載波信號(hào)經(jīng)過射頻處理和a/d，產(chǎn)生多載波數(shù)字基帶接收信號(hào)，經(jīng)過多載波分析模塊進(jìn)行濾波和均衡。經(jīng)過相應(yīng)的子帶基帶接收模塊進(jìn)行數(shù)字基帶信號(hào)處理，得到s個(gè)并行的接收信息比特流，并從中分離出導(dǎo)頻段和數(shù)據(jù)段，導(dǎo)頻段用于信道估計(jì)并計(jì)算出均衡器系數(shù)。數(shù)據(jù)段進(jìn)行譯碼等后續(xù)操作。

參數(shù)設(shè)置實(shí)例：bw＝512mhz，某子帶的3db帶寬為4mhz，則對(duì)應(yīng)的抽取/插值倍數(shù)nr＝512/4＝128。為了保證接收機(jī)在此帶寬的多徑信道下的性能，建議多載波合成與分析模塊中的m點(diǎn)fft單元中fft尺寸m＝2048，相應(yīng)n＝m/2＝1024。對(duì)應(yīng)的mb點(diǎn)fft尺寸mb＝m/nr＝16。該子帶的基帶發(fā)送信號(hào)和基帶接收信號(hào)的分段大小為nb＝n/nr＝8，導(dǎo)頻段和數(shù)據(jù)段的長度為nb的整數(shù)倍。子帶濾波器采用滾降系數(shù)0.2的均方根升余弦濾波器。該子帶的載波中心頻率如需調(diào)整，可以將mb點(diǎn)fft在m點(diǎn)fft上滑動(dòng)，最小滑動(dòng)距離對(duì)應(yīng)的δf＝bw/m＝0.25mhz。注意不同子帶應(yīng)通過合適的帶寬分配和中心頻率調(diào)整，使得占用頻段互不重疊或輕微重疊。

(2)發(fā)送端步驟

廣帶異步可調(diào)多載波的多載波合成與分析模塊和基帶發(fā)送與接收模塊分比如圖2和圖3所示。多載波合成過程可以看作s股并行的數(shù)據(jù)流ss(m)通過一組并行的插值濾波器hs(n)后輸出的疊加。下面以第s個(gè)子帶為例，給出導(dǎo)頻與數(shù)據(jù)混合直至生成多載波信號(hào)的步驟。

步驟301-302，發(fā)送信息序列經(jīng)過信道編碼模塊得到編碼符號(hào)流，然后經(jīng)過符號(hào)映射模塊形成調(diào)制符號(hào)。每個(gè)子帶的編碼和調(diào)制參數(shù)可依據(jù)具體應(yīng)用確定，編碼可采用turbo碼或卷積碼等，調(diào)制可采用qpsk、16qam、64qam等。

步驟303，設(shè)nbs＝n/nrs為整數(shù)，對(duì)碼流間隔dsnbs插入導(dǎo)頻序列，導(dǎo)頻序列長度為psnbs，ds,ps均為整數(shù)，根據(jù)信道的時(shí)變特點(diǎn)和系統(tǒng)規(guī)定的頻譜效率進(jìn)行選取。導(dǎo)頻序列本身可采用隨機(jī)序列或zadoff-chu序列等。若要減小導(dǎo)頻段和數(shù)據(jù)段的干擾，可以另插入一定長度的保護(hù)間隔。干擾小于50db時(shí)要求保護(hù)間隔為nbs。經(jīng)過此模塊生成導(dǎo)頻和數(shù)據(jù)混合信號(hào)ss(m)，第k個(gè)分塊信號(hào)記為sk,s(n)，如圖5所示。

步驟201，sk-1,s(n),sk,s(n),sk+1,s(n)取中間mbs個(gè)值生成重疊信號(hào)塊

步驟202，將進(jìn)行mb,s點(diǎn)fft變換。

步驟203，將步驟202中的變換結(jié)果復(fù)制ps次并首尾拼接(ps倍帶寬擴(kuò)展，通常ps＝1以提高頻譜效率)后，與子帶濾波器hs(n)在頻域內(nèi)的響應(yīng)hs(k)的非零值相乘。

步驟204，將各子帶在步驟203中得到的結(jié)果對(duì)應(yīng)到各子帶頻段在dft域內(nèi)對(duì)應(yīng)的位置，進(jìn)行m點(diǎn)ifft變換得到

步驟205，取中間的n個(gè)符號(hào)，完成重疊保留操作，得到輸出信號(hào)y(n)的分塊信號(hào)為yk(n)。將y(n)輸出至d/a。

以上步驟完成了基帶數(shù)據(jù)與導(dǎo)頻的混合并經(jīng)過插值濾波器并調(diào)制到對(duì)應(yīng)基帶頻段的過程。

(3)接收端步驟

仍以第s個(gè)子帶為例，給出信道估計(jì)和數(shù)據(jù)接收步驟。

步驟206，將輸入信號(hào)以長度n不重疊分塊，再生成長度為m的重疊信號(hào)塊。

步驟207，將信號(hào)塊進(jìn)行m點(diǎn)fft變換。

步驟208，將該子帶在dft域上的對(duì)應(yīng)位置的數(shù)據(jù)進(jìn)行最小均方誤差意義上的頻域均衡和子帶濾波運(yùn)算。

步驟209，進(jìn)行mbs點(diǎn)ifft變換。

步驟210，保留分塊中間的nbs個(gè)數(shù)據(jù)并輸出至子帶基帶接收模塊。

步驟304，確定導(dǎo)頻段在接收數(shù)據(jù)段中的位置，將導(dǎo)頻與數(shù)據(jù)剝離。

步驟305，利用接收導(dǎo)頻進(jìn)行信道估計(jì)，信道估計(jì)模塊的組成如圖4，具體包括：mmse估計(jì)單元、時(shí)域降噪單元和m點(diǎn)fft單元。步驟401完成了對(duì)該子信道內(nèi)的信道的時(shí)域抽頭系數(shù)的估計(jì)。該估計(jì)器可以在不明顯損失性能的前提下避免矩陣求逆，顯著降低了計(jì)算復(fù)雜度。步驟402中，由于通常時(shí)域信道的徑數(shù)小于m，超過信道徑數(shù)的位置上主要為噪聲干擾，通過估計(jì)信道主徑的強(qiáng)度并根據(jù)合適的門限值，將401估計(jì)出的時(shí)域信道尾部小于門限值的部分全部置零，達(dá)到時(shí)域降噪的效果。步驟403中，對(duì)402降噪后的信號(hào)末尾補(bǔ)零至m點(diǎn)，進(jìn)行fft變換，得到導(dǎo)頻段所在時(shí)刻的頻域信道的估計(jì)值其特點(diǎn)為僅在該子信道的頻段內(nèi)非零，其余頻段的值為0。步驟404，根據(jù)與之前估計(jì)出的頻域信道進(jìn)行外插得到其后數(shù)據(jù)段的頻域信道，或與之前估計(jì)出的頻域信道進(jìn)行內(nèi)插得到其前段數(shù)據(jù)的頻域信道，前一種方法外插的精度可能不如內(nèi)插，后一種方法需要接收下一段導(dǎo)頻才能處理本段數(shù)據(jù)，有一定的延時(shí)。具體采用哪種方法視應(yīng)用場(chǎng)景而定，這里將插值結(jié)果統(tǒng)稱為將代入(3)式的μ1,μ2,…,μm，可計(jì)算出更新后的均衡器系數(shù)。

步驟306、307，將利用更新后的頻域均衡器進(jìn)行均衡后的數(shù)據(jù)段通過譯碼和信道解碼模塊，得到最終的接收比特流。為獲得逼近信道容量的系統(tǒng)性能，接收端可采用迭代式空時(shí)聯(lián)合檢測(cè)譯碼等技術(shù)，綜合考慮性能和復(fù)雜度的折衷，迭代次數(shù)可以選擇為一次或多次。