專利名稱：具有熱致顏色漂移的補償的 led 驅動器的制作方法
技術領域：
本發明涉及用于發光二極管(LED)的驅動器電路的領域，特別是用于多色LED應用。
背景技術：
發光二極管(LED)的亮度直接取決于流過二極管的負載電流。為了改變LED的亮 度，已知可使用被設置為代表所需亮度的電流的可控電流源。在數控應用中，可能用數模轉 換器(DAC)來設置該可控電流源的電流。
由于人眼無法分辨大約100赫茲或更高的高頻亮度波動，所以，已知對LED供應足 夠頻率的脈沖寬度調制(PWM)電流。在此情況中，人眼低通過濾LED的所產生的脈沖寬度 調制亮度，即，眼睛僅可感覺到取決于平均LED電流的平均亮度，該電流與脈沖寬度調制工 作循環成比例。因此，僅有通過LED的平均電流與人眼感覺到的亮度相關。
已知可組合不同顏色(例如，紅色，綠色和藍色)的光，每種顏色具有可變的亮度， 以在可見光譜中產生幾乎任何色感。在現代的照明系統或顯示器中，用至少三個不同顏色 的LED的組合來提供多色照明。可將該三個一組的LED配置在矩陣狀的結構中，從而形成 這樣的顯示器，其中，用典型地包括紅色，綠色和藍色LED的三個一組的LED來代表顯示器 的每個“像素”。為了改變像素的顏色，必須可分別調節不同LED的亮度。因此，三個LED都 可由足夠高頻(例如400赫茲)的脈沖寬度調制電流信號驅動。
然而，對于現代的照明系統或顯示器來說，分辨率要求都非常高。也就是說，應可 將單個LED的亮度調節至至少4096個不同的亮度值，其與12比特的亮度分辨率相應。當 使用脈沖寬度調制來控制亮度時，必須提供大約600納秒的時間分辨率，以能夠用12比特 分辨例如2.5毫秒(相當于400赫茲)的PWM周期。這導致需要非常快地轉換電流，具有所 有已知的伴隨而來的問題。特別地，當隨著亞微秒范圍中的上升和下降時間轉換電流時，電 磁適應性(EMC)較低。
此外，每個單獨的LED的亮度受到熱漂移，這會在多色應用中導致相應的顏色漂 移。響應于溫度變化改變電流以補償溫度漂移的效果并不令人滿意，因為單個LED的顏色 的波長可能響應于變化的LED電流而改變。因此，在多色LED系統中，非常復雜的亮度控制 將是必須的，因為，當改變三個LED像素的亮度時，必須校正顏色。
通常，對于驅動LED和多色LED配置，特別是對于在較寬的溫度范圍上提供改進的 顏色穩定性的LED驅動器，需要有一種替代的概念。發明內容
本發明公開了 一種用于驅動多色LED配置的電路配置，其中，多色LED配置由至少 的第一發光二極管和第二發光二極管組成，這些二極管發出不同顏色的光并被布置為彼此 相鄰以得到加色混合，以提供所需顏色。根據本發明的一個實例，電路配置包括溫度感測 電路，其被構造為提供代表發光二極管的溫度的數字溫度信號。電路配置進一步包括用于每個發光二極管的電流源，其被構造為，根據由電流源接收的相應控制信號，對發光二極管供應相應的負載電流。第一和第二調制單元被構造為產生控制信號，控制信號被調制為使得每個控制信號的時間平均值與相應Σ-Λ調制器的相應輸入信號的值相對應。最后，電路配置包括被構造為提供輸入信號的校準電路，該輸入信號取決于定義所需顏色的顏色信號，并取決于數字溫度信號。
此外，公開了一種用于驅動多色LED配置的方法。這種多色LED配置包括發出不同顏色的光的至少的第一發光二極管和第二發光二極管。LED被配置為彼此相鄰用于加色混合，以提供所需顏色。該方法包括產生代表發光二極管的溫度的溫度信號；并將根據相應的控制信號調節的負載電流提供給每個發光二極管。該方法還包括，產生調制信號作為控制信號，控制信號被調制為使得每個控制信號的時間平均值與相應輸入信號的值對應。 使用查找表提供取決于定義所需顏色的顏色信號并取決于溫度信號的輸入信號。


參考以下附圖和描述，可更好地理解本發明。圖中的部件并非必須是按比例的，相反，重點在于示出本發明的原理。此外，在圖中，相似的參考數字表示相應的零件。在圖中
圖1是用于驅動多色LED的LED驅動器電路的框圖2是提供脈沖密度調制輸出信號的數字Σ-Λ調制器的框圖3是包括圖2的Σ - Λ調制器的LED驅動器電路的框圖4是包括由第二調制器跟隨的Σ-Λ調制器的LED驅動器電路的框圖；
圖5是與圖3對應的LED驅動器電路的框圖，但其具有加至輸入以防止極限周期 (limit cycle)的抖動噪聲；
圖6是用于驅動多色LED的LED驅動器電路的框圖，具有包括三倍的圖3的驅動器電路的Σ-Λ調制器；
圖7a是具有兩個不同顏色的LED和相應的用于加色混合和亮度控制的驅動器電路的電路配置的框圖7b是作為圖7a的布置的一個替代方式的電路配置的框圖7c示出了圖7b的電路的電路細節；
圖8a是另一 LED驅動器電路的框圖，其中，用旁路電流源來控制通過LED的負載電流；
圖8b是圖8a的LED驅動器的框圖，其中，MOS晶體管用作可轉換的旁路電流源；
圖9是更詳細地示出了圖3的驅動器電路的電流源的框圖10是示出了與圖3的電路相似的驅動器電路的框圖，其中，Σ-Λ調制器接收額外電流反饋；
圖11是示出了圖10的電路的一個示例性實現方式的框圖12是示出了不同顏色的LED的溫致漂移(temperature induced drift)的時序圖13是用于驅動多色LED的LED驅動器電路的框圖，具有Σ-Λ調制器，其中，電路用補償系數的表提供LED的溫致亮度漂移的補償；
圖14示出了圖13的實例的一個改進，其允許有效地插入補償系數；
圖15是用于驅動多色LED的具有Σ-Λ調制器的LED驅動器電路的框圖，其中， 電路用一組補償系數的表提供多色LED配置的溫致顏色漂移的補償；
圖16是更詳細地示出了圖13的實例的框圖。
具體實施方式
圖1示出了用于驅動三個一組的LED的LED驅動器電路，其中，每個LED具有不同的顏色。如果適當控制的話，這種三個一組的LED可用于通過顏色的相加混合來產生任何顏色的可見光譜。為此目的，使用紅色LED LDk，綠色LED LDe和藍色LED LDB。在一些應用中，將白色LED增加為第四LED，以形成四個一組的LED。然而，根據應用情況的不同，兩個不同顏色的不同LED可能足以進行顏色混合。為了控制每個LEDLDK，LDg, LDb的亮度，將每個LED與相應可控的(在本實例中，是可轉換的)電流源QK，Qe和Qb串聯。如果，例如，將產生黃光，則通過紅色LED LDk的負載電流必須是零，并且，通過綠色LED LDe和紅色LEDLDk的負載電流必須大約相等，其中，電流的絕對值取決于黃光的所需亮度。
然而，LED發出的光的波長將根據通過LED的負載電流的實際值而變化。當改變負載電流以調節亮度值時，此依賴性導致色調變化。為了避免此效果，可能使用可轉換的電流源QK，Qg, Qb，由此，用脈沖寬度調制(PWM)控制信號來控制每個電流源。因為通過連續調節負載電流的值不會調節亮度值，而是通過在保持電流振幅基本上恒定的同時調節PWM控制信號的工作循環來調節亮度值，所以，LED的色調不會變化。用人眼執行PWM信號的“取平均值”。
在圖1的示例性驅動器電路中，用識別校準表10的入口的指針CS選擇色調，將三個LED的相應負載電流值SK，SG, Sb儲存在校準表10中。對最大亮度校準所儲存的值SK， SG, Sb，并將其與亮度值Sbk相乘(乘數11)，以得到減小的亮度。將產生的所需 平均電流值 Ie=Se · SBE, Ig=Sg · SBE, Ib=Sb · Sbk供應至脈沖寬度調制器PWMK，PWMg, PWMb，其產生相應的具有驅動LED的所需平均值的PWM控制信號。
在數控系統中，典型地，將所需平均電流值IK，Ie，Ib提供為8，10，12或16比特字。 PWM脈沖的重復頻率典型地是400Hz，其足夠高以使得人眼不會感覺到任何閃爍。然而，范圍從IOOHz到600Hz或甚至更大(幾kHz )的PWM頻率通常用于此目的。如上面已經討論的， 負載電流的非常快的轉換是提供例如12比特的所需分辨率所必需的，其會導致例如EMC問題。
圖2示出了 Σ-Λ調制器I (Σ-Λ調制器，通常也叫做Λ-Σ調制器)，其用于提供用來驅動LED LD的脈沖密度調制信號PDM，即分別是相應的可轉換的電流源Q。脈沖密度調制信號通常是具有與輸入信號相對應的平均值(即，在本實例中，是所需平均負載電流 I)的非周期性比特流。在本實例中，輸入信號I (即，所需平均LED電流)是一連串12比特字。該比特流是一連串等距隔開的比特，即，代表二進制“I”的高電平和代表二進制“O”的低電平。如果Σ-Λ調制器的輸入信號的電平高，那么，脈沖密度調制信號中的“I”比特的密度高，反之亦然。然而，一個比特符號(“I”或“O”)的長度總是相同的，并且等于比特速率的周期。例如，在40kHz的比特速率下，一個比特符號的長度是25 μ S。
Σ-Λ調制器I包括正向通路，其包括積分器30和量化器20。其進一步包括反饋通路，該反饋通路包括延遲元件21。延遲元件21接收量化器20的I比特輸出信號PDM[k],在樣本延遲的其輸出處提供信號，并將其提供為12比特字，S卩，將延遲元件21的I比特輸入信號的比特值拷貝至相應輸出信號的最重要的比特。因此，“k”是時間索引。從輸入信號I[k]減去延遲的輸出信號PDM[k-l](減法器22)，并將產生的差I[k]-PDM[k-l]供應至積分器30，其輸出與量化器20連接。
在本實例中，積分器30是標準的第一級數字積分器，在反饋通路中具有延遲元件 32并具有加法器31。積分器在z域中的轉移函數為l/α-ζ—1)。然而，還可能應用更高級的積分器。量化器20可能是簡單的比較器元件(I比特量化器)。在本實例中，量化器在其輸出處提供其12比特輸入信號值的最重要的比特。然而，多比特量化器20也可用于提供 N比特輸出PDM信號，其是N比特字的流，S卩，一組N個“并聯的”比特流。例如，在每次采樣時間，3比特量化器將其輸入信號的值數字轉換成八個離散輸出值中的一個，即，“000”， “001，，，“010，，，...，“110”，“111”(或十進制數中的0，…，7)，即，3比特量化器提供3比特字的流。
為了適當地操作Σ-Λ調制器I，必須充分過采樣輸入信號。然后，使數字轉換噪聲朝著更高頻率“移動”，由此可通過簡單的低通過濾來去除,在本情況中，有利地，由人眼執行該低通過濾。Σ-Λ調制器(也叫做“MASH調制器”)的噪聲成形特性是眾所周知的，這里不再進一步討論，其中，MASH是“多級噪聲成形”的簡稱。對于400Hz的輸入信號Ik的帶寬，40kHz的采樣頻率足以提供至少74dB的信噪比(SNRdB)，其與12比特的有效分辨率相應。可用以下等式計算有效比特數(ENOB):
ENOB= (SNRtff1-L 76)/6. 02, (I)
由此，可用以下等式計算信噪比SNRtffl
SNR^. 02N+1. 76-5. 17+301og10(OSR) (2)
對于具有第一級積分器30，過采樣率OSR (采樣率與帶寬的比值)和N比特量化器 20 (在本實例中，N=I)的Σ-Λ調制器I。對于具有第二級積分器30的Σ-Λ調制器1，用以下等式給出信噪比SNRtffl
SNR^. 02N+1. 76-12. 9+501og10(OSR) (3)
從以上討論中，可以看出，在給定的分辨率(例如12比特)和大約40kHz的適當頻率下，Σ-Δ調制器提供脈沖密度調制輸出信號，S卩，比特流，其可用于控制與LED驅動器電路(例如圖1的電路)中的LED LDe, LDg, LDb連接的電流源QK，Qg, Qb。
為了在所需分辨率內進行穩定的操作，Σ-Δ調制器可以包括圖形保真濾波器，用于將其輸入信號的帶寬限制至例如400Hz的預定義的帶寬。
與使用用于驅動LED的PWM調制器的圖1的電路相比，當相反地使用Σ - Λ調制器時，可允許轉換的上升時間和下降時間長得多，因為比特流在提供相同的有效分辨率的同時在大約40kHz的相對低的頻率下出現。更長的上升和下降時間會導致更小的電磁干擾(EMI)和更好的電磁兼容性(EMC)。
在以下的圖11中進一步示出了圖2的Σ-Λ調制器的一個替代實現方式(與圖 11中的調制器I相比)。應指出，可能用分立元件或用執行適當軟件的可編程裝置來執行該 Σ-Δ調制器。
圖3示出了 Σ-Λ調制器(例如圖2的調制器)在LED驅動器電路中的應用。在圖 3中僅示出了一個與一個電流源Q串聯的LED LD。然而，可將圖3的電路增至三倍，以與圖I的電路類似地形成用于不同顏色的三個LED LDe, LDg, LDb的驅動器電路。此外，應指出， LED LD還可能代表包括多個LED (有時叫做LED鏈)的串聯電路。Σ-Λ調制器I接收所需的平均電流值I，并提供相應的比特流，其是供應至可轉換的電流源Q的脈沖密度調制控制信號。可能從如圖1的(以及圖6，圖13，圖15和圖16中的)示例性電路中所示的校準表中獲得Σ-Λ調制器I的輸入信號I。
圖4示出了如何在LED驅動器電路中應用Σ-Λ調制器的另一實例。當使用具有多比特量化器20 (例如，3比特量化器或3比特模數轉換器)的Σ-Λ調制器I時，此實例是特別有用的。在此示例性情況中，量化器(與圖2中的參考符號20比較)并不僅僅區分兩個離散值“O”和“1”，而且區分八個離散值“000”，“001”，“010”，“011”，“100”，“101”， “110”和“111”，即，十進制數中的“O”至“7”。因此，Σ-Δ調制器I并不提供單比特輸出信號PDM，而是提供3比特字的流，即，代表數字O至7的流的三個并聯的比特流。為了將此三個比特流轉換成一個用于驅動電流源Q的控制信號，可能使用第二調制器2，例如，脈沖寬度調制器(PWM)或脈沖頻率調制器(PFM)。在本實例中，用PWM作為第二調制器。與圖1 的實例相反，在例如25μ s的PWM周期的過程中(S卩，Σ-Δ調制器的采樣時間)，PWM僅需要分辨8個不同的比特置(g卩，3個比特)。結果，由于布置在脈沖寬度調制器上游的Σ-Λ調制器I的原因，在保持或甚至增加分辨率的同時，可能將轉換邊緣的陡度減小5的系數。或者，可能用3比特數模轉換器作為第二調制器2。在此情況中，布置在數模轉換器(DAC)上游的Σ-Λ調制器I具有這樣的優點低分辨率DAC是足夠的。與圖3的電路相比，本實例允·許甚至更慢的轉換頻率，在LED和驅動器電路之間的連接包括長電纜的情況中，該更慢的轉換頻率可能是有利的。此外，轉換損耗更小。
當調制恒定的輸入信號I時，Σ-Δ調制器I的脈沖密度調制輸出信號(比特流) 可能表現出一些周期性。由于極限周期且由于比特流的光譜的原因，此效果并不是人們希望的，該比特流可能具有所謂的諧波，即，在某些離散頻率下的峰值。為了避免諧波，如圖5 所示，可能通過加法器12，對輸入信號I增加具有零平均值的低功率噪聲信號n[k]，以及， 例如三角形或矩形的概率密度函數。此技術也叫做“抖動”。由于Σ-Λ調制器I的噪聲成形特性的原因，該功率是抖動噪聲n[k]的功率，朝著人眼無法分辨的更高頻率“移動”。也就是說，人眼執行比特流的低通過濾。抖動技術導致更低的信噪比，然而，與該更低的信噪比無關，可實現Σ-Λ調制器的所需分辨率。此外，抑制諧波，并破壞比特流的不希望有的周期性。應指出，抖動的概念可與這里描述的或圖中示出的任何Σ-Λ調制器一起使用。
圖6通過框圖示出了用于驅動具有Σ-Λ調制器I的多色LED的LED驅動器電路， 其中，LED驅動器電路包括三倍的圖3的驅動器電路。當然，帶有具有如圖4所示在其下游連接的第二調制器的Σ-Λ調制器I的驅動器電路也可用于構造多色LED驅動器。在本實例中，對每個顏色通道(紅色，綠色和藍色)使用一個根據圖3的驅動器電路。此外，如參考圖5討論的，可對每個顏色通道的輸入信號IK，IG, Ib增加抖動噪聲。除了 Σ-Λ調制器I 以外，多色LED驅動器電路的其他元件與參考圖1討論的電路的元件相應。對于不太復雜的應用，兩個僅具有兩個不同顏色的LED的通道可能是足夠的。在其他應用中，甚至可能使用第四通道，其包括，例如，用于額外亮度控制的白色LED。
圖7a通過框圖示出了用于驅動具有Σ-Λ調制器lb，Ic的多色LEDLDk，LDe的替代的LED驅動器電路。和在圖6的實例中一樣，將至少兩個LED 0\和LDe中的每一個與相應的可控電流源Qk和Qe連接，使得發光二極管LDK，LDg的負載電流取決于電流源QK，Qg所接收的相應控制信號。以下是相對于圖9和圖10的可能用于本目的的可控電流源的實例。 通過控制信號設置通過LED LDK，LDe的負載電流，該控制信號是與圖3的實例類似的Σ-Λ 調制器lb，Ic產生的比特流。比特流取決于相應的Σ-Λ調制器lc，lb的輸入信號IK，Ie， 由此，每個比特流的平均值與上面已經說明的相應輸入信號IK，Ie的值相應。可能從如相對于圖1和圖6 (以及圖13和圖15)示出的校準表中獲得輸入信號的值。與圖6的實例不同，本實例使用不同的亮度控制方式。對另一 Σ-Λ調制器Ia供應亮度信號S1，其表示電路配置中的LED的所需總亮度。因此，也將模擬或數字亮度信號S1轉換成比特流，其平均值代表所需亮度。將其他調制器lb，lc (其定義LED的有效顏色)產生的比特流乘以(乘法單元12)亮度比特流，以與顏色無關地調節LED的亮度。與圖6的實例相比，可能通過用簡單的AND門(見圖7a，放大細節A)作為乘法單元12，來實現如圖7a所示的兩個比特流的相乘 (例如，調制器Ia和Ic的輸出流，或者，分別是調制器Ia和lb)，然而，如圖6的實例中所需的η比特乘法器11執行起來復雜得多。
然而，如果相乘的兩個比特流強相關(當諧波(與圖5的描述比較)出現時，可能是這種情況)，則根據圖7a的實例的執行可能產生不希望有的假象。為了克服此問題，可能對如圖5所示的相應調制器(例如，調制器la，lb, lc)的輸入信號增加抖動噪聲。另一 可能性是，將兩個調制器中的一個放在AND門12的下游，如圖7b和圖7c所示，將該調制器的輸出比特流相乘(例如，調制器lb，以及相應地，調制器lc)。
圖7b示出了亮度值S1分別與色值Ie和Ik的上述相乘。比值Ie/IK定義有效顏色。當然，通過增加不同顏色的第三LED LDb，可擴展圖7b的布置，從而允許通過加色混合產生任意顏色。亮度值S1和色值Ig與Ie是多比特的字，例如，8比特，10比特，12比特，或甚至16比特的字，與分別代表亮度值或色值的二進制數相應。與圖7a相比，在圖7b的布置中，將用于調制η比特色值IK，Ig的調制器lb，Ic設置在乘法單元12 (實現為AND門)的下游。然而，在相乘之前調制(調制器la) m比特亮度值S”因此，圖7b的乘法單元12’接收代表亮度的單比特的連續流，以及(在每個時鐘周期中)代表色值(例如，在本實例中，是 Ig或Ik)的字的連續流，每個字由η個(并聯的)比特組成。結果，該乘法產生η比特字的流，其代表相應LED LDg (以及LDk，分別地)的相應平均負載電流的所需值。在每個時鐘周期中，每個η比特字的流(代表Ie ^S1和Ik ^S1)的實際的η比特字分別由另一調制器Ib和 Ic接收，該調制器再次調制產生單比特的比特流的η比特字。該產生的比特流用來驅動相應的可控電流源Qe和Qk。
在圖7c中示出了乘法單元12’的實現。將乘法單元實現為η個AND門的布置。 每個AND門接收輸出比特流(每個時鐘周期I個比特)，以及代表顏色的η個比特字(在圖7b 的實例中，是Ie或Ik)的η個比特中的一個。將η個AND門的η個AND組合的輸出比特組合，以在乘法單元12’的輸出處形成η比特字。
圖8a示出了另一用于驅動多個發光二極管LD1, LD2，…，LDn的驅動器電路。然而， 圖8a的驅動器電路可能用于驅動至少兩個發光二極管IA，LD2。驅動器電路包括主電流源 QM，其提供主電流1 。多個(例如，對于三種不同顏色的LED，是三個)旁路電流源Q1,Q2,…， Qn與主電流源Qm串聯，并具有用于將一個發光二極管LD1, LD2,…，LDn與每個旁路電流源 Q1, Q2,…，Qn并聯的端子。每個旁路電流源Q1, Q2,…，Qn驅動旁路電流IQ1，IQ2,…，IQN。
每個旁路電流源Q1, Q2,…，Qn和相應的發光二極管LD1, LD2,…LDn形成并聯電路，其中，所有這些并聯電路串聯。
Σ-Δ調制器I與每個旁路電流源Q1, Q2,…，Qn連接,并被構造為控制通過相應旁路電流源Q1, Q2,…，Qn的相應旁路電流Iqi，Iq2，···，〗，結果，通過多個發光二極管的某一發光二極管LD1的有效負載電流Iun等于主電流Iqm和相應旁路電流Iqi之間的差，即
Ild1-1qm-1qij
其中，i是范圍從I至N的指數，表示驅動旁路電流Iei和具有負載電流Iuii的發光二極管LDi的旁路電流源Qi的數量。
與圖3，圖4和圖5的實例相似，可能通過適當地控制旁路電流IQi,并由此通過 Σ-Δ調制器I控制負載電流Iuh，將每個LED LDi的亮度調節至所需值。
每個Σ-Λ調制器I可能包括可數字尋址的總線接口，例如，用于連接串聯總線30 的串聯總線接口。可能從總線30接收作為二進制字的所需電流或亮度值。對于多色照明， 可能從如圖1的實例所示的校準表中得到亮度值。當然，本實例的Σ-Λ調制器I之后可能是第二調制器2，例如，如參考圖4討論的脈沖寬度調制器。
圖8b示出了一個與圖8a的實例相似的實例，其中，用半導體開關(即，晶體管，例如M0SFET)作為旁路電流源Qi。除了旁路電流源以外，圖8b的實例與圖8a的實例相同。
在多色應用中，例如，包括紅色LED LD1，綠色LED LD2和藍色LEDLD3，以及如圖8a 和圖8b所示的驅動器電路的照明裝置，可能通過用Σ-Λ調制器I適當地調節每個LED LDijLD2jLD3的亮度,來調節通過混合不同LED的光而產生的顏色。另外,可能通過改變總電流Iqm，來調節總亮度。與旁路電流源Q1至Qn類似，也可用Σ-Λ調制器控制主電流源Qm。
圖9更詳細地示出了圖3的可控電流源的一個示例性實施方式。和圖3的實例中一樣，對Σ-Λ調制器I的輸入供應所需電流值I (其可能是數字或模擬值)，Σ-Δ調制器 I在其輸出處提供脈沖密度調制控制信號Vm，其中，脈沖密度調制控制信號Vm的平均值等于所需電流值I。將此脈沖密度調制控制信號Vm供應至可控電流源Q的控制輸入EN， 該可控電流源Q提供具有平均值IQm_和最大值IQmax的脈沖密度調制電流值IQ。在電流源的正常操作過程中，電流Iq的平均值Ittean與所需電流值I直接成比例，即，可通過所需(模擬或數字)電流值I來設置電流源的平均電流IQm_。上面已經討論了脈沖密度控制電流源與已知的脈沖寬度調制電流源相比的優點。
然而，如圖3 (或者，更詳細地，圖9)所示的電流源的實現，可能具有一些缺點，當查看例如如圖9所示的可控電流源的實際實現時，該缺點變得顯而易見。電流源Q的輸出電流Iq由晶體管T1提供；在本實例中，輸出電流是MOSFET的漏極電流。通過參考電壓VKEF， 分流電阻Rref和放大器Ampi,來設置輸出電流的最大振幅Igmaxt5對放大器Ampi的第一輸入提供參考電壓Vkef，在本實例中，該放大器Ampi是運算放大器，并且，對放大器Ampi的第二輸入供應反饋電壓Rkef · IQ。分流電阻Rkef與晶體管T1串聯，使得電流源的輸出電流Iq流過分流電阻Rkef，并由此在分流電阻上產生與輸出電流Iq成比例的壓降Rkef · IQ。將放大器Am 的輸出供應至晶體管T1的控制電極，在本實例中，晶體管T1是M0SFET的柵極電極。對于圖 9的電流源Q的實現，將輸出電流Iq控制為與參考電壓Vkef成比例，其中，在本實例中，比例系數是1/Rkef。為了使得能夠調制輸出電流Iq，放大器Ampi具有控制輸入(“使得能夠”輸入 EN)。脈沖密度調制控制信號Vm的邏輯電平使能(即接通)或禁止(即斷開)該可控電流源，使得平均輸出電流Itean與所需電流值I相應。
涉及圖9的電路的功能的以上討論并不考慮晶體管T1的負載電流通路上的壓降 (即，漏極-源極電壓Vds)的影響。只要晶體管T1上的壓降Vds高于某一閾值，晶體管T1便在其飽和區域中操作，并且，其負載電流Iq (即，電流源Q的輸出電流)與所述壓降Vds無關。 但是，在改變電源電壓的環境中，例如，如在汽車應用中，晶體管上的壓降可能降至上述閾值之下，并且，晶體管T1開始在其線性區域中操作，這導致輸出電流Iq不再與壓降Vds無關， 而是與晶體管T1的負載電流通路上的減小的壓降Vds成比例地減小。結果，平均輸出電流 IteanF再與如供應至調制器I的輸入的所需電流值I成比例，即，電流源Q的輸出電流的平均值Ittean不再可由Σ-Λ調制器I的輸入I控制，而是取決于外部效應，例如，可能是改變汽車用電池所提供的電源電壓。在圖9的左側上的時序圖中也可看到此不利效果。
圖9的電路的上述缺點可由圖10的電路克服，圖10示出了本發明的一個實例。圖 10的電路與圖9的電路基本上相 同，除了額外的反饋回路以外。根據本實例，將代表電流源的輸出電流的反饋信號(Iq · Reef)反饋至調制器I。如果電流源Q的平均輸出電流IQ_n 由于不希望有的外部效應而改變，那么，調制器I調節其用于控制電流源Q的調制控制信號Vm，使得平均輸出電流Ittean在其所需值保持穩定，該值由調制器I的輸入信號I的值設置。由于額外的反饋回路的原因，可能補償該不利的外部效應。在本實例中，如果電流源 Q的平均輸出電流Ittean由于晶體管T1的負載電流通路上的減小的壓降Vds的原因而減小， 那么，增加由調制器I提供并供應至電流源Q的PDM控制信號的脈沖密度。因此，補償低漏極-源極電壓Vds的效果。通過將圖9和圖10的時序圖進行比較，可以看到本發明的此示例性實施方式的此效果。
圖11示出了本發明的另一實例。圖11的電路是圖10的基本電路的一個示例性實際實施方式。本質上，更詳細地示出了圖10的調制器I的一個實例。圖11的示例性調制器I包括比較器K1，鎖存器D1和低通濾波器LP。比較器K1在其輸入處接收代表所需平均電流值(與圖10的實例中的符號I相應)的輸入信號Vin和電流反饋信號Vfb’(其是代表以與圖10的實例中相同的方式與調制器I連接的電流源Q的平均輸出電流IQm_的低通過濾信號)。在本實施方式中，通過使電流源Q的分流電阻Rkef上的壓降VFB=Iq · Reef低通過濾，來產生反饋信號Vfb’。這樣選擇低通濾波器LP的截止頻率，使得濾波器的輸出代表其脈沖密度調制輸入信號的平均值。如果輸入信號Vin (代表所需平均電流)比反饋信號Vfb’ (代表輸出電流Iq的實際平均值)大，那么比較器K1輸出高電平，并且，如果輸入信號Vin比反饋信號Vfb’小，那么，其輸出低電平。將比較器輸出供應至鎖存器D1的數據輸入，S卩，在本實例中，是D鎖存器。將時鐘信號供應至D鎖存器的時鐘輸入,并且，鎖存器的輸出與電流源Q的控制輸入EN連接，S卩，鎖存器提供作為輸出信號的脈沖密度調制控制信號Vm，用于控制電流源Q。
圖11的實例通過電路圖示出了示例性調制器I的功能。顯而易見的是，也可能以不同的方式實現相同的功能，例如，通過微控制器或數字信號處理器。在這種數字實現方式中，將通過模數轉換器使壓降Iq Wkef數字化，并且，可能將低通LP實現為數字(FIR或IIR) 濾波器。作為一個替代方式，可能使用圖2的Σ-Λ調制器，來代替提供基本上相同功能的本調制器I。
可在驅動器電路內有效地使用圖10和圖11的電流源，以驅動如圖3至圖6所示的發光二極管，特別是在通過將三個不同LED發出的紅光，綠光和藍光進行加色混合來設置所需顏色的多色LED應用中，LED的可精確控制的平均負載電流Iqmean用于精確地設置顏色。
如以上已經提到的，LED發出的光的波長可能由于變化的負載電流振幅而改變。由于這個緣故，將負載電流振幅保持為常數，并通過根據脈沖寬度調制的，脈沖頻率調制的， 或脈沖密度調制的控制信號接通和斷開負載電流，來調節亮度，以使變色時刻穩定并避免多色LED配置中的色調的變化。然而，LED產生的所發出的光的發光強度還可能由于變化的溫度而改變。對于不同顏色的LED，此溫度依賴性是不同的，如可從圖12的頂部圖示中看到的。由于這個緣故，如圖1和圖6的實例中所示的校準表10僅對基準溫度(例如，25°C) 是有效的。在基準溫度周圍的較窄的溫度范圍內，產生的顏色的變化(由于一個LED歸因于顏色的強度的變化的原因)可能是可忽略的。然而，當多色LED配置應可在較寬的溫度范圍 (例如，從_25°C到75°C)中操作時，顏色漂移可能是重要的問題，該溫度范圍是在外部使用的LED顯示器的工作溫度的通常規格。
儲存于校準表10中的數字是在基準溫度下實現特定顏色輸出(由指針CS識別)所需的所需平均LED電流SK，SG, Sb (分別用于紅色，綠色和藍色LED)。對于除了基準溫度以外的溫度，可能通過將儲存于表10中的數字與適當的(依賴于溫度的)補償系數相乘，來“調節”校準表。圖12的左下圖示出了紅色，綠色和藍色通道的補償系數。對于基準溫度(在本實例中，是25°C)，該補償系數是一致的。對于不同的溫度，將儲存于表中的所需負載電流值乘以與相應顏色相應的系數。由于通常對最大LED亮度并由此對最大電流計算表中的系數，所以，必須使補償系數標準化，使得最大補償系數是一致的。在圖12的右下圖中示出了標準化的補償系數，該圖是圖12的左側圖的按比例的版本。
可能通過消除熱致顏色漂移的效果，來增強已經參考圖6說明的實例。為此目的， 提供了一張補償表(例如，儲存在非易失性存儲器中的二進制數)，其包含如圖12所示的不同溫度下的標準化的補償系數。例如，可能對所考慮的溫度范圍(例如，從0°C到50°C，以 1°C為單比特)中的不同溫度，儲存三個分別用于紅色，綠色和藍色通道的補償系數(CK，Cg, Cb)ο測量LED LDe, LDg, LDb的實際的LED溫度，并用補償表10’確定相應的補償系數。其相關溫度值與所測LED溫度最佳地匹配的系數CK，CG, Cb。此外，可能在該表內執行(例如， 線性)內插，以對未在表中列出的溫度獲得補償系數CK，CG, Cb。
將儲存于校準表10中的所需電流值SK，SG, Sb乘以從補償表獲得的相應的補償系數CK，CG, Cb (例如，通過在表中查找其或通過內插)，并且，可能將其進一步乘以亮度值S1, 例如，S1可能在零和整數之間變化。相乘的結果是供應至調制器I的所需平均負載電流Ικ， IG, Ιβ，即，Ie=Se · Ce · S1, Ig=Sg · Cg · S1,以及 Ib=Sb · Cb · Siq 供應至相應電流源 QK，Qg, Qb 的調制控制信號可能與圖1和圖6的實例中相同。然而，可能用任何類型的調制器來驅動LED 的可轉換的電流源，與這里描述的熱致顏色漂移的補償結合。
圖14示出了一種特殊方法，其提供一種對未在補償表10’中列出的溫度值插入補償系數CK，Ce，CB的有效方式。參考圖14a，還用(數字或模擬)Σ-Λ調制器I’調制代表 LED的溫度的所測或所計算的溫度值T，并且，相應的調制溫度信號T’可能代表2n (在用于四種不同顏色的本實例中，n=2)個實際儲存于補償值中的不同的溫度值。調制溫度信號T’ 的平均值等于實際測量的溫度T。然而，可能用調制信號來尋址補償表10’中的補償系數CK，Ce，Cb的相應項目。補償系數的平均值與所測溫度T匹配。作為一個實例，假設，補償表 10’僅具有如圖14a所示的四個項目。此外，使所測溫度是27. 5°C。然后，對于3%的時間， 調制信號可能是11 (與50°C相應)，對于21%的時間是10 (與40°C相應)，對于70%的時間是01 (與25°C相應)，并且，對于6%的時間是00 (與(TC相應)，其中，00，01，10和11是與 0°C，25°C，40°C和50°C的溫度相應的地址，用于尋址補償表10’的相應的行。結果，對于6% 的時間，補償系數具有與0°C的溫度相關的值，對于70%的時間是25°C的溫度，對于21%的時間是40 0C的溫度，并且，對于3%的時間是50 0C的溫度，從而，平均起來，提供與27. 5 °C的溫度相關的補償系數CK，CG, Cbo對于包括八個不同溫度(3比特溫度分辨率)的項目的補償表10’，圖16的實例包括相似的內插。
在圖14a的實例中，調制器可能是模擬Σ-Λ調制器I’，用于使模擬溫度信號T數字化成2比特字的(過采樣的)流(用于在表中尋址四個不同的溫度)。如可從圖14b中看到的，Σ-Λ調制器I’可能在傳統的模數轉換器(例如，提供10比特數字溫度信號)的后面包括數字Σ-Λ調制器1”，其在其輸出處提供(通常)m比特字(在圖14a的實例中，m=2，在圖 16的實例中，m=3)的流。
參考圖14c，可能將(數字或模擬)Σ-Λ調制器I’構造為，提供比特流(I比特信號)，其時間平均值代表調制器輸入信號。為了獲得用于在表10’中尋址所定義數量(例如， 4，8，16，32，等等)的溫度值的m比特信號，可能用適當的數字濾波器過濾比特流，將該數字濾波器構造為，提供適當的(其相應向下采樣的)m比特字(m=2,3,…)的流,可能提供該m 比特字的流，以在表10中尋址正確的行，從而選擇適當的補償系數。通常，數字濾波器具有低通特性，即，在其輸出處提供輸入信號的移動(加權)平均值。例如，可能將數字濾波器實現為IIR或FIR濾波器。
圖14b和圖14c中所示的元件可能包括在圖13，圖14a，圖15和圖16的實例中。 也就是說，在適當的地方，任何Σ-Λ調制器可能在其輸出處包括數字濾波器。此外，可能用任何Σ-Λ調制器接收數字化的模擬信號并執行數字Σ-Λ調制，或接收模擬信號并直接對該模擬信號進行Σ-Λ調制。
圖15示出了圖13的實例的一個替代方式，提供基本上相同的功能。在此實例中， 預先計算所補償的所需負載電流值(即，乘積Sk · CE, Sg · Cg和Sb · Cb),并將其儲存在不同的校準表中，對特定溫度(例如，0°C，25°C，40°C ,50°C)校準每個校準表10a，10b, 10c, IOd,等等。可能根據所測LED溫度T選擇“正確的”校準表。在圖15中，通過多路復用器MUX用符號表示此選擇。由于可對有限數量的溫度提供有限數量的不同的校準表10a，10b, 10c, 10d，所以，希望有一種對任意(所測)溫度值T插入表值的有效方式。與圖13的布置的概念相似，用Σ-Λ調制器I’調制實際測量的溫度值T (例如，用10比特數字化)，從而產生調制的(例如2比特)溫度信號T’，其平均起來等于所測溫度T。
與結合圖14說明的實例相似，可能調制27. 5°C的溫度，使得，對于3%的時間，調制信號代表50°C (地址11)，對于21%的時間是40°C (地址10)，對于21%的時間是25°C (地址01)，并且，對于6%的時間是0°C (地址00)。與圖13的實例相反，并不用調制溫度信號來選擇適當的補償系數的設置，而是整體上選擇適當的校準表。也就是說，在Σ-Λ調制器 I’的每個周期中，根據調制溫度信號T’，選擇適當的三個一組SK，Se，SB。然后，可將所選擇的三個一組SK，Se，SB乘以(例如，使用如圖7c所示的乘法器12)(例如，也是Σ-Λ調制的)亮度信號Sp結果，獲得三個所需LED電流IK，IG, Ib，并和圖1，圖3至圖11，或圖13的實例中一樣進一步處理。應指出，未詳細說明的電路的部分本質上與圖13和圖16的實例中相同。
圖16更詳細地示出了圖13的實例。特別地，示出了溫度測量結果。剩下的電路本質上是圖13和圖7b的實例的組合。將所計算的所需平均負載電流值IK，IG, Ib供應至 Σ-Δ調制器1，其輸出信號分別控制所轉換的電流源QK，Qg, Qbo每個電流源QK，Qg, Qb對相應的LED LDe, LDg, LDb (或LED鏈)供應調制負載電流iK，iG, iB。將放大器2R，2G，2B與LED LDe, LDg, LDb耦合，使得將取決于溫度的正向電壓uK，uG, ub放大。使正向電壓uK，uG, uB數字化(10比特多信道模數轉換器3)，其中，可能將數字化的正向電壓認為是數字溫度信號Τκ， Te和ΤΒ。所測正向電壓可能受到模擬或數字預處理，為了簡潔的原因，該預處理未在圖中示出。然而，這種預處理可以是與使用硅二極管的溫度測量適當結合的任何常規的信號處理。 如圖14和圖15的實例中所示地調制10比特溫度信號TK，TG, Τβ。在本實例中，用提供(過采樣的)調制溫度信號的Σ-Λ調制器4調制溫度信號，每個溫度信號是，例如，3比特字的流。
如已經參考圖14說明的，用數字(3比特)溫度值T/，V，ΤΒ’作為地址指針，以從補償表10’中檢索相應的一組補償系數CK，CG, Cb。因此，用值T/從標有“紅色”的列中確定相應的系數Ck，用值IV從標有“綠色”的列中確定相應的系數Ce，并用值TB’從標有“藍色”的列中確定相應的系數CB。在本實例中，表10’包括八個不同的行(標有000，001，…， 111)，其與八個不同的溫度值(-50°c，-25°C,…，125°C)相應。補償系數可能是，例如，10 比特字，作為儲存于校準表10中的校準值SK，SG, Sb。
在校準表10中，每種顏色可能包括一行。例如，12比特的顏色將導致4096行，以及相應地，4096個不同的組的校準值SK，Se，SB。當使用RGB顏色空間時，可能分別用相應顏色的色值來尋址每列(紅色，綠色，藍色)。在此情況中，對于24比特的色深度的每個顏色通 路，該表可能僅包含256個校準值(8比特)。從校準表10獲得的校準值可能是，例如，10比特字。
將校準值SK，SG, Sb (例如，10比特字)，調制亮度值S/ (I比特過采樣的)和調制補償系數CK，，CG，，CB，(I比特過采樣的)相乘，例如，使用AND門12，其形成如圖7c所示的乘法器。產生的乘積是上述所需負載平均電流值IK，IG, Ιβ。
最后，應指出，可使用任何替代的溫度感測方法，代替感測LED的正向電壓。此外， 申請人:由此分別公開了本文描述的每個單獨特征，以及兩個或多個這種特征的任何組合， 公開至這樣的程度，使得能夠根據本領域的技術人員的普通一般知識，在本說明書整體的基礎上執行這種特征或組合，不管這種特征或特征的組合是否解決任何本文公開的問題， 并且不限制權利要求書的范圍。申請人指出，本發明的方面可能由任何這種單獨的特征或特征的組合組成。根據以上描述，對于本領域的技術人員來說將顯而易見的是，可在本發明的范圍內進行各種修改。
盡管已經在本文詳細地描述了本發明的實例，但是，期望強調，這是為了說明本發明的目的，并且，不應被認為是必須限制本發明，應理解的是，在仍實踐本文要求的發明的同時，本領域的技術人員可進行許多修改和變化。
權利要求
1.一種電路配置,包括至少第一發光二極管(LDk)和第二發光二極管(LDe)，所述第一發光二極管和所述第二發光二極管發射不同顏色的光并被布置為彼此相鄰用于加色混合，以提供所需顏色；溫度感測電路(2R，2G ；3 ;4)，被構造為提供代表所述發光二極管(LDK，LDg)的溫度的溫度信號(TK’，TC’);用于每個發光二極管(LDK，LDg)的電流源(Qk，Qe)，每個電流源均被構造為根據由其接收到的相應控制信號，對所述發光二極管(LDK，LDg)提供相應的負載電流(iK，iG)；第一調制單元和第二調制單元(I ;lb，lc)，被構造為產生控制信號，所述控制信號被調制為使得每個控制信號的時間平均值與相應的Σ-Λ調制器(I)的相應輸入信號(IK，Ie) 的值對應；以及校準電路(10’，12;10，MUX，12)，被構造為提供取決于定義所述所需顏色的顏色信號 (CS)并取決于所述溫度信號(T/，T/)的所述輸入信號(IK，IG)0
2.根據權利要求1所述的電路配置，其中，所述溫度感測電路包括被構造為產生比特或數字字的流的Σ-Λ調制器(4)，所述比特或數字字的流的時間平均值代表感測到的溫度，所述比特或數字字的流形成所述溫度信號(T/，IV )。
3.根據權利要求1或2所述的電路配置，其中，所述校準電路包括查找表單元(10’ ；10，MUX)，包括用于不同離散溫度值的顏色校準數據，所述查找表單元被配置為提供根據所述溫度信號(T/，IV )選擇的一組校準數據(SK，Sg ；Se -Ce, Sg-Cg), PJf 述Σ-Λ調制器(I)的所述輸入信號(IK，Ie)響應于所選擇的一組校準數據(SK，Se;SK*CK，sg*cg)0
4.根據權利要求3所述的電路配置，其中，所述查找表單元包括校準表(10)，包括用于與所定義的色值相關聯的LED的可選擇校準電流值(SK，Sg);所述電流值(SK，Sg)針對基準溫度被校準，并且所述校準電流值(Sk，Sg)的選擇基于所述顏色信號(CS)；補償表(10’)，包括可選擇的補償系數(CK，Ce)，每個系數均與一個LED (LDe, LDe)和離散溫度值相關聯，所述補償系數(CK，Cg)的選擇基于所述溫度信號(Τ/，IV )，其中，所述校準電流值與相應的補償系數組合，以提供針對所述感測到的溫度重新校準的相應電流值作為校準數據。
5.根據權利要求4所述的電路配置，其中，所述校準電路進一步包括Σ-Δ調制器(4)，被構造為產生與每個補償系數(CK，Ce)相對應的比特流(C/，C/)， 每個比特流的時間平均值分別代表相應的補償系數(CK，Cg)；乘法器(12)，被構造為將代表所述補償系數(CK，Cg)的比特流(C/，(V )與從所述校準表(10)獲得的所述校準電流值相乘，所述乘法器(12)提供所述校準數據。
6.根據權利要求5所述的電路配置，其中，所述乘法器(12)接收一比特流作為另一乘數，所述比特流的時間平均值代表亮度值。
7.根據權利要求3所述的電路配置，其中，所述查找表單元包括校準表(10)，包括用于與所定義的色值相關聯的LED的可選擇校準電流值(SK，Sg);所述電流值(SK，Sg)針對多個不同的溫度被校準，并且所述校準電流值(Sk，Sg)的選擇基于所述顏色信號(CS)和所述溫度信號(TK，Te)。
8.一種用于驅動多色LED配置的方法，所述多色LED配置包括至少的第一發光二極管 (LDk)和第二發光二極管(LDe)，所述第一發光二極管和所述第二發光二極管發射不同顏色的光并被配置為彼此相鄰用于加色混合以提供所需顏色；所述方法包括產生代表所述發光二極管(LDK，LDg)的溫度的溫度信號(T/，Te’)；將根據相應的控制信號調節的負載電流(iK，iG)提供給每個發光二極管(LDK，LDg)； 產生調制信號作為控制信號，所述控制信號被調制為使得每個控制信號的時間平均值與相應的輸入信號(IK，Ig)的值相對應；以及使用查找表(10，MUX ; 10’)提供取決于定義所述所需顏色的顏色信號(CS)并取決于溫度信號(T/, T/ )的所述輸入信號(IK, Ig)o
9.根據權利要求8所述的方法，其中，產生所述溫度信號(T/，IV)包括提供代表一個或多個LED的溫度的感測信號(T ；TE, Tg)；以及對所述感測信號(T ;TK，Te)進行Σ-Λ調制，由此產生比特或數字字的流以提供所述溫度信號(TK’，T/ )，所述比特或數字字的流的時間平均值代表感測到的溫度。
10.根據權利要求9所述的方法，其中，所述Σ-Λ調制包括對所述感測信號(T ；TE, Tg)進行Σ-Λ調制，由此產生比特或數字字的流，所述比特或數字字的流的時間平均值代表所述感測到的溫度，對所述比特或數字字的流進行低通過濾，以提供所述溫度信號(Τ/，IV )。
11.根據權利要求7、8或9所述的方法，其中，所述查找表(10’ ；10，MUX)包括用于不同離散溫度值的顏色校準數據，并且其中可根據所述溫度信號(Τ/，IV )選擇一組校準數據(SK，Sg ；Se · CE, Sg · Ce)，用于所述 Σ-Λ調制的所述輸入信號(IK，Ig)響應于所選擇的一組校準數據(Sk，Sg ；Se · CE, Sg · CG)0
12.根據權利要求11所述的方法，其中，所述查找表包括校準表(10)，包括用于與所定義的色值相關聯的LED的可選擇校準電流值(SK，Sg);所述校準電流值(SK，Sg)的選擇針對基準溫度被校準，并且所述校準電流值(Sk，Sg)的選擇基于所述顏色信號(CS)；補償表(10’)，包括可選擇的補償系數(CK，Ce)，每個系數均與一個LED (LDe, LDe)和離散溫度值相關聯，所述補償系數(CK，Cg)的選擇基于所述溫度信號(Τ/，IV )，其中，所述校準電流值與相應的補償系數組合，以提供針對所述感測到的溫度重新校準的相應電流值作為校準數據。
13.根據權利要求12所述的方法，其中，使用所述查找表提供所述輸入信號(IE,Ig)包括使用Σ-Λ調制產生與每個補償系數(CK，Ce)相對應的比特流(C/，C/)，每個比特流的時間平均值分別代表相應的補償系數(CK，Cg)；使用乘法器(12)將代表所述補償系數(CK，Ce)的比特流(CkW)與從所述校準表(10) 獲得的所述校準電流值相乘，由此提供所述校準數據。
14.根據權利要求13所述的方法，其中，所述乘法器(12)接收一比特流作為另一乘數， 所述比特流的時間平均值代表亮度值。
15.根據權利要求14所述的方法，其中，所述查找表包括校準表(10)，包括用于與所定義的色值相關聯的LED的可選擇校準電流值(SK，Sg);所述電 流值(SK，Sg)針對多個不同的溫度被校準，并且所述校準電流值(Sk，Sg)的選擇基于所述顏色信號(CS)和所述溫度信號(TK，Te)。
全文摘要
本發明公開了具有熱致顏色漂移的補償的LED驅動器，并公開了一種電路配置和用于驅動多色LED配置的方法。該電路配置包括至少第一和第二發光二極管，發射不同顏色的光，并被布置為彼此相鄰用于加色混合以提供所需顏色；溫度感測電路，提供代表發光二極管的溫度的溫度信號；用于每個發光二極管的電流源，根據由電流源接收到的相應控制信號，對發光二極管提供相應的負載電流；第一和第二調制單元，產生被調制為使得每個控制信號的時間平均值與相應Σ-Δ調制器的相應輸入信號的值相對應的控制信號；以及校準電路，提供取決于定義所需顏色的顏色信號，并取決于溫度信號的輸入信號。
文檔編號H05B37/02GK103024987SQ20121036632
公開日2013年4月3日 申請日期2012年9月27日 優先權日2011年9月27日
發明者安德烈亞·洛古迪茨 申請人:英飛凌科技股份有限公司