專利名稱：復數擴頻信號的到達時間差測量方法
技術領域：
本發明屬于無線定位技術領域，為一種復數擴頻信號的到達時間差測量方法。
背景技術：
TDOA(Time Difference of Arrival，到達時間差)測量一般利用信號處理技術對兩個或兩個以上到達接收天線的信號的到達時間差進行測量，根據測得的達時間差，就可以確定發射源的位置。根據不同的測量環境、不同的測量要求和不同的使用信號，分別有不同的到達時間差測量方法。常用的有相位法、相關法、廣義相關法和自適應濾波器參數模型法等。例如遠程導航系統LORAN-C (Long Range Navigation)在測量信號到達時間差時就采用了相位法。全球定位系統GPS定位精度在十幾米左右，在某些特定的應用場景中如碼頭集裝箱定位、或倉庫內貨物的定位等需要較高精度，精度需要在一兩米以內。受限于實現成本， 如何得到較高精度到達時間差，是個有挑戰的問題，這里的高精度是指如這里提到的一兩米，化成時間是1/300 2/300微秒的精度。現有技術一般會選用寬帶發射信號，如擴頻信號和超寬帶信號等。通常發射信號占用的帶寬越寬，則可以獲得的測量時間差的精度越高。 由于信道帶寬和器件的限制，不可能一味提高信號帶寬。提高接收信號的采樣率，是另一個提高時間差測量精度的有效方法，但消耗的硬件資源會很快的上升。所以在進行高精度時間差測量時，如何盡量減少硬件資源，是需要克服的難題。另外，在進行時間差測量時，收發兩端載波頻偏會影響測量精度，如何減少這種影響，容忍較大的載波頻偏，是另一個需要克服的難題。

發明內容
本發明要解決的問題是解決如何在測量TDOA時提高測量精度，并節省硬件上為提取時間差、實現高精度測量所消耗的資源問題，以及如何減少收發兩端載波頻偏對測量精度的影響。本發明的技術方案為復數擴頻信號的到達時間差測量方法，對兩個或兩個以上到達接收機的信號的到達時間差進行測量，發射機以無線方式發送復數擴頻信號χ (n) = I(n)+jQ(n) = | χ (η) | eJ<i> (n)，η = 0，1，—, N-I其中Ι(η)、Q(n)是先經過擴頻調制，再經過OQPSK調制后的信號，分別作為發送信號的同相分量和正交分量；|x(n) I是發送信號x(n)的模值，Φ (η)是表示發送信號的相位；接收機對接收的復數擴頻信號序列采用復相關法實現捕獲，并根據復相關值的峰值點的位置來測量信號到達的時間差；在接收機的天線捕獲復數擴頻信號序列之后，對復數擴頻信號序列進行復數差分處理并緩存，緩存器長度為擴頻長度+2，即擴頻長度前后各增設一個chip寬度，以便準確計算時延，然后通過內插法提高緩存信號的采樣率，并對接收機存儲的本地序列做同樣的差分和內插法處理，對于任意兩個天線接收的復數擴頻信號序列信號，將經過內插法處理的所述接收的信號與本地序列信號分別復相關，得到兩個復相關值，兩個復相關峰值位置處所對應的時間值差值即為這兩路天線接收信號的到達時間差。進一步的，對一段時間內的不同時刻捕獲的的幾組接收信號，采取最大距離過濾法，將偏離最大的若干個時間差值過濾，得到更精確的兩路信號到達時間差，具體過濾的個數根據實際測量的環境確定，測量環境越好過濾數越少，過濾個數最多不超過所得到達時間差總個數的1/2。本發明包括以下步驟1)信號調制，發送發射機將隨機發送的比特先經過擴頻調制，再經過OQPSK調制，得到同相分量I路和正交分量Q路信號，將I路信號I (η)和Q路信號Q(n)正交調制到高頻載波上，通過天線以無線形式發送；2)接收信號，下變頻m個接收機的接收天線接收復擴頻信號序列，m ^ 2，采用與發送端高頻載波相同的頻率，對接收信號下變頻，各接收機得到Im路信號和Qm路信號，接收機接收到的復數擴頻序列，即接收信號為:rffl(n) = Iffl(η)+JQffl(η)；3)接收機設有時間差測量系統，包括模/數轉換器AD和計算模塊，模/數轉換器 AD對接收信號采樣，傳給計算模塊模/數轉換器AD對接收到的信號同相分量和正交分量進行采樣，得到Im(n)和 Qffl (η)，將采樣過的信號傳給計算模塊，其中模/數轉換器AD的采樣率CLKi在滿足奈奎斯特采樣定理前提下根據實際存在的資源量選擇；4)快速捕獲，復數差分運算并緩存對接收的、路信號和Qm路信號做復數差分運算，運算方法如下I' m(n) = Im(n) Im(n-D)+Qm(n)Qm(Ii-D)
Q' m(n) = Qm(η) Im(n_D) -Im(η) Qm(n-D)其中D為一個chip采樣的點數，D =模/數轉換器AD采樣速率/chip速率；將差分之后的信號緩存，緩存的存入由接收信號的采樣時鐘控制，本地信號做相同的差分運算并存儲；計算模塊使用本地存儲的發送信號采樣序列x(n)，與接收信號做復相關運算，復相關運算公式如下R- (n) = rm (η) Θ [χ⑷]* = [lm (η) + JQm (η)] [ (η) - jQ(n)]= [Im (η) Θ Ι(η) + Qm (η) Q(n)] + j\Qm (η) ΘI (η)- Im (η) Q(n)]當|Rra(η) I2彡Thres時，認為捕獲到發送的復數擴頻信號，其中Thres為預先設定的檢測門限；若捕獲到信號，進入步驟5)對接收信號插值濾波，如果沒有捕獲到信號，則繼續做捕獲，即重復步驟4)，直到捕獲到信號為止；5)內插法插值濾波捕獲到信號后，將緩存中存儲的差分處理后的接收信號讀出，并進行填零和二重濾波，緩存的讀出頻率CLKo由時間差測量系統的處理能力決定；每從緩存器中讀出一個樣值，就在其后填入Ml個“0”，然后輸入第一級低通濾波器，第一級低通濾波器每輸出一個濾波后樣值，在其后再次插入M2個“0”，然后輸入第二級低通濾波器，達到內插目的，提高采樣率；其中M1*M2 = M, M為時差測量系統的工作頻率/緩存器的讀出頻率的比值，為預先設定的整數；選擇值相差最小的Ml和M2，以減小每級濾波器的階數，且滿足CLKhl = (Ml+1) -CLKojCLKh2 = (M2+1) ·αΚω，CLKhl為第一級填零及第一級低通濾波器的工作頻率， CLKh2為第二級填零及第二級低通濾波器的工作頻率，以此實現內插法，提高采樣率；存儲的差分處理后的本地信號也做同樣的插值濾波處理；6)相關運算得到信號到達時間差將步驟幻插值濾波之后的本地信號與接收信號，再做一次復相關運算，運算的方法與步驟4)步快速捕獲時相同，根據相關得到相關峰值所對應的時刻位置；對于任意兩個天線的接收信號，將經過內插法處理的所述接收信號與本地序列分別復相關，得到兩個復相關值，兩個復相關峰值對應兩個時刻值，兩個復相關峰值位置處所對應的時間值差值即為這兩路天線接收信號的到達時間差。進一步還進行步驟7)7)過濾得到精準的兩路信號到達時間差值若一段時間內發射信號源和接收天線位置都不變，不斷重復步驟1)至步驟6)，得到若干組時間差值，設共有η組時間差值Ati, i = 1,2,…n，對所述時間差值兩兩之間作差，共有C 2個差，將每個時間差值Ati(i = 1,2,…η)與另外η-1個時間差值Atj(j = 1， 2，…n，j Φ i)的差八。.相加得到Σ i，將相加所得的最大的幾個Σ i所對應的時間差值舍去，舍去的個數為2 η/2組，根據實際的需要進行確定，通過幾次試驗調整舍去時間差值的個數，根據效果來確定舍去的個數，剩下的幾組時間差值做平均，得到更精準的兩路信號到達時間差。模/數轉換器AD使用較低的速率對接收信號進行采樣，所述較低的速率在滿足奈奎斯特采樣定理前提下根據實際的時間差測量系統資源量選擇，且滿足大于兩倍的chip 速率。在無線通信中，基帶信號經過發送端的上變頻和接收端的下變頻后，會產生頻偏， 范圍從0到幾十KHz。這種頻偏會導致接收的復擴頻序列產生連續的相位旋轉。如果直接對同相路和正交路的擴頻序列進行相關接收，則相位旋轉會導致相關接收失敗。如果對接收信號做相位校正，不僅會增加了計算量，消耗一定的硬件資源，而且可能會因為迭代式的相位校正計算誤差導致信號發散。因此，希望可以找到一種方法，不需要對接收信號做相位校正，就可以獲得良好的復信號相關峰值，進而可以提取到達時間差。本發明將成對的I路信號和Q路信號分別作為發送序列的同相分量和正交分量，調制之后，經過信道傳播，解調后Im路和Qm路與原來的I路和Q路相比，產生相位旋轉。假定載波頻偏引起的相位旋轉量在一個擴頻序列長度內是恒定的，由于采用復數序列相關法對擴頻序列進行檢測，不需要將Im路和Qm路單獨做相關檢測，因此可以抗較小的頻偏和固定的相偏對信號到達時間差測量的影響。另外，在接收到Im路和Qm路后先對其做復數差分運算，可以減小頻偏帶來的相位差。實踐表明，對于2. 4GHz的載波頻段，這種復序列相關法可以抵抗小于30KHz的頻偏影響。
另外，在發射信號帶寬一定的情況下，為了提高測量到達時間差的精度，必須采用很高的采樣率對接收的基帶擴頻信號進行采樣。隨著采樣率的上升，用于提取信號到達時間差而消耗的硬件資源量將急劇上升，而且過高的采樣率也使得芯片的工作頻率太高而無法承受。如何減少硬件資源消耗、降低工作頻率成為關鍵問題。本發明捕獲的信號存在緩存中，用較低的速率將四個信號同時讀出，在每個樣值之間插入大量的“0”后，經過第一級低通濾波器，第一級濾波器輸出樣值之間再次插入大量的“0”后，經過第二級低通濾波器， 達到插值濾波目的，提高了時差測量的精度，達到以時間換資源的效果，避免了直接插值后數據量太大以及工作頻率過高的問題。此外，做為本發明方法的進一步改進，在一段時間內不斷重復步驟1)至步驟6)， 可以得到好幾組時間差值，即使發射信號源和接收天線位置都不變，由于信號傳輸過程中存在不可避免的噪聲等影響，這些時間差值也不可能每次都相同，有些時間差值可能會與另一些時間差值偏離稍大。本發明采取最大距離過濾法，將偏離較大的時間差值過濾，由一段時間的測量，得到更為穩定、精準的兩路信號到達時間差。


圖1是本發明復數信號從調制到解調的系統框圖。圖2是復數差分運算示意圖。圖3是本發明的計算模塊中所做工作具體流程圖。圖4(a)是捕獲到發送序列時的相關峰值的示意圖，圖4(b)是根據插值后相關峰值確定兩個接收機的到達時間差的示意圖。圖5是多個時間差值分布分布情況舉例說明圖。
具體實施例方式本發明利用對復數擴頻信號序列采用復相關法實現捕獲，并根據復相關值的峰值點的位置來測量信號到達的時間差。在接收機的天線捕獲復數擴頻信號序列之后，對復數擴頻信號序列進行復數差分處理并緩存，緩存器長度為擴頻長度+2，即擴頻長度前后各增設一個chip寬度，以便準確計算時延，然后通過內插法提高緩存信號的采樣率，并對接收機存儲的本地序列做同樣的差分和內插法處理，對于任意兩個天線接收的復數擴頻信號序列信號，將經過內插法處理的所述接收的信號與本地序列信號分別復相關，得到兩個復相關值，兩個復相關峰值位置處所對應的時間值差值即為這兩路天線接收信號的到達時間差。所包含的具體步驟如下(1)發射機對信號調制，發送復數擴頻信號；(2)接收機接收信號，下變頻，分別得到I1信號和％路信號，其余的天線接收到的信號分別為12、％ ；I3^Q3 ；……，Im、Qm ；共m個天線，接收機接收到的復數擴頻序列，即接收信號為:rm(n) = Im(η)+JQm (η)；(3)接收機的AD對接收信號采樣，得到I1(Ii), A(Ii)，其余的天線接收到的信號分別為I 』》； I3 (η) > Q3 (η)；……Im (n)、Qm (η)，將采樣過的信號傳給計算模塊;(4)計算模塊使用本地存儲的發送信號的采樣序列，與接收信號做復相關運算，快速捕獲發送的復數擴頻信號，同時將接收信號和本地信號做差分處理并緩存，對接收的Im路信號和Qm路信號的復數差分運算如圖2所示，運算方法如下
I' m(n) = Im(n) Im(n-D)+Qm(n)Qm(Ii-D)
Q' m(η) = Qm(η) Im(n-D)-Im(η) Qm(n-D)
其中D為一個chip采樣的點數，D =模/數轉換器AD采樣速率/chip速率；將差分之后的信號緩存，緩存的存入由接收信號的采樣時鐘控制，緩存器長度為擴頻長度+2，即擴頻長度前后各增設一個chip寬度，本地信號做相同的差分運算并存儲；
(5)捕獲到信號后，對差分處理之后的接收信號和本地信號進行插值濾波，提高采樣率；
(6)將插值濾波之后的本地信號與接收信號，精確相關得到信號到達時間差。對于任意兩個天線，插值濾波后的接收信號分別與本地信號相關，得到兩個峰值對應的時刻值， 相減就得到信號到達兩個天線的時間差。
(7)對一段時間內的不同時刻捕獲的的幾組接收信號，重復步驟1)至步驟6)，可以得到η組時間差值Ati(i = 1，2，···!!)，采取最大距離過濾法，將偏離較大的時間差值過濾，得到更精確的兩路信號到達時間差。
下面具體說明本發明的實施。
設發送的復數擴頻序列，也即接收端的本地序列為
χ (n) = I(n)+jQ(n) = | χ (η) | eJ<i> (n)，η = 0，1，—, N-I
其中I(n)、Q(n)是先經過擴頻調制，再經過OQPSK調制后的信號，分別作為發送信號的同相分量和正交分量，χ (η) I是發送信號χ(η)的模值，Φ (η)是表示發送信號的相位。 經過正交調制，加到高頻載波上發送出去。接收端兩個天線接收到高頻信號，分別下變頻到基帶，獲得兩對信號，每一個對信號分別包括I路信號和Q路信號。各信號在系統中的標注如圖1所示，I(n)、Q(n)是發送信號的同相分量和正交分量，ω為發送載波的頻率，V1和V2 分別發送信號到達接收機1和接收機2所經過信道中的噪聲，O1和θ工分別是接收機1的本地載波頻率和相位，ω2和θ 2分別是接收機2的本地載波頻率和相位，I1 (η)和Gj1 (η)分別為接收機1接收到信號的同相分量和正交分量，I2(η)和分別為接收機2接收到信號的同相分量和正交分量。
將兩個接收機接收到的同相信號和正交信號(共4路)傳送到計算的硬件模塊， 即前文提到的時間差測量系統。模/數轉換器AD用一定的速率將基帶信號采樣之后，傳給計算模塊，例如采用FPGA、DSP器件進行計算。計算模塊用存儲的與接收信號具有相同采樣率的本地信號對成對的兩路接收信號分別進行快速捕獲，用于捕獲信道中傳輸的、與本地信號匹配的碼序列。
參照圖1，本實施例以兩個接收機為例進行說明，多個接收機的情況與兩個接收機處理方法相同，都是將接收序列與本地序列分別處理之后做相關。對發送序列的捕獲過程如下
設接收機1接收到的復數擴頻序列為
r, (n) = x(n)e M (n) +V1(^) = J1 (η) + jQx (η)
運用復數序列的相關運算可以檢測出發送的序列，即
Rm (n) = T1 (η) Θ [χ( )『=[ , (η) + JQ1 (η)] [ (η) - jQ(n)]
= [J1 (η) Ι(η) + Q1 (η) Q(n)] + j\Qx (η) Ι(η) -11 (η) Q(n)]
式中θ Jn)是由載頻瞬時頻偏引起的相位旋轉，V1 (η)為信道噪聲，“ ，，為相關運算。當Rrxl (n) I2彡Thres時，認為捕獲到發送序列，其中Thres為預先設定的檢測門限。 Thres的設定要求能準確的判斷出相關峰，要求相關峰為其位置前后的相關值的2至8倍， 具體倍數與信號的信噪比以及頻偏大小有關，實際應用時應當根據具體情況進行調整。
同樣可以給出接收機2的復相關運算的結果
Rix2 (n) = r2 (η) Θ [χ⑷]* = [ 2 (η) + JQ2 (η)] [ (η) - jQ(n)]
= [I2 (η) ΘI(η) + Q1 (η) Q(n)]+j[Q2 (η) Θ Ι(η) -12 (η) Θ Q(n)]
在捕獲時，將接收到的序列(I1(Ii), Q1(Ii)I, {I2(n),Q2(n)}做差分處理復數差分運算得到{Γ “nhQ' }，{I' 2(n)、Q' 2 (η)}存儲在本地的緩存中，緩存的存入由接收信號的采樣時鐘控制，邊捕獲便緩存，本地序列也同時作同樣的復數差分運算。在確定兩個接收機已經幾乎同時分別捕獲到信號(I1(Ii), Q1(Ii)I和{I2(n),Q2(n)}后，用較低的速率將之前存儲的{Γ JnhQ' Jn)}，{Γ 2(n)、Q' 2 (η)}從緩存中讀出器，緩存的讀出頻率由時間差測量系統的處理能力決定。在讀出時，對每個信號做同樣的操作，每讀出一個值就在其后填入Ml個“0”，生成一個新的信號序列。將填零后的序列通過第一級 FIR(Finite Impulse Response，有限長單位沖激響應)低通濾波器，第一級濾波器的輸出值后再填入M2個“0”，再生成一個新的信號序列，再次將填零后的新序列通過第二級HR低通濾波器，這時第二級濾波器的輸出序列即為提高采樣率后的序列，記為{$( )、這…)}和 {7 、氐⑷},如圖3所示，也就是在每兩個信號序列之間填零。然后將戊⑷、這⑷}和 {72( )、氐(《)}分別與本地同樣采樣率的信號{7( )、次《)}作復相關運算，兩個復相關值峰值^xP及《2位置處所對應的時間差值即為兩路信號的達到時間差τ ο其中Μ1*Μ2=Μ，Μ為時差測量系統的工作頻率/緩存器的讀出頻率的比值，且M為預先設定的整數，Ml和Μ2的選擇應盡量接近，以減小每級濾波器的階數。這樣達到內插目的，提高采樣率。
在一段時間內不斷重復以上步驟，可以得到好幾組時間差值Ati,設共有η個時間差值Δ、( = 1，2，…η)。對這些時間差值兩兩之間Ati和At」(j = 1，2，…n，j興i) 作差得Δ…共有C 2個差，將每個時間差值Ati與另外n-1個時間差值Δ、的差Au相加得到Σ i，采取最大距離過濾法，將相加所得的最大的幾個Σ對應的時間差值舍去，舍去的個數根據實際應用確定，若測量環境好，得到的測量值都很集中，可以過濾掉一至兩個偏離最大的時間差值；若測量環境差，測量值經常會有偏離，則可以過濾掉四至六個甚至更多的偏離的時間差值，但不要超過接收時間差值個數η的1/2，可以通過幾次試驗調整舍去時間差值的個數，根據效果來確定舍去的個數；剩下的幾組時間差值做平均，對于一組天線， 得到更精準、穩定的兩路信號到達時間差。
圖3中CLKi為接收信號的采樣率，也即將采樣值輸入到緩存器的時鐘頻率；CLK。 為從緩存器中讀出數據的頻率；CLKhl為第一級填零部件及第一級FIR濾波器的工作頻率； CLKh2為第二級填零部件及第二級HR濾波器的工作頻率。這四個頻率的關系由待測的時間差分辨率和采用的芯片工作時鐘綜合確定，且滿足=CLKhl = (Μ1+1) · CLK0 ；CLKh2 = (Μ2+1) · CLKhl。
實際運用中，根據奈奎斯特采樣定理，模/數轉換器AD的采樣率必須大于兩倍 chip速率，另外考慮到采樣率升高對存儲單元消耗增大，故采樣率的選擇可在滿足奈奎斯9特采樣定理前提下根據實際存在的資源量合理選擇，為降低快速捕獲的運算量，設置AD對接收信號的采樣速率較低，因為AD采樣的數據處理后要存入緩存，所以采樣速率可由硬件模塊存儲器大小確定。捕獲到發送序列后，通過上述的填零濾波的內插方法，可將采樣率提高幾十倍。如圖4，圖4(a)是快速捕獲，即步驟4)時相關峰值的示意圖，圖4(b)是插值濾波之后信號的復相關運算，即步驟6)時的相關峰值的示意圖。這里給出實際運用中的一個具體的例子設AD采樣率為4兆赫茲(MHz)，所以圖4(a)中一個點的偏差為75米(m)；精確測量時信號采樣率提升到300MHz，所以圖4(b)圖中一個點的偏差為lm，可見采樣精度大巾畐提尚。
此外，在一段時間內不斷重復步驟1)——步驟6)，可以得到好幾組時間差值，即使發射信號源和接收天線位置都不變，由于信號傳輸過程中存在不可避免的噪聲等影響，這些時間差值也不可能每次都相同，有些時間差值可能會與另一些時間差值偏離稍大。必須將偏離較大的這些時間差值舍去，才能得到更準確的結果。設共有η個時間差值Δ、( = 1,2,…η)。對這些時間差值兩兩之間Ati和At」(j = 1,2,…n，j ^ i)作差得Aij，共有C 2個差，將每個時間差值Ati與另外n-1個時間差值Δ、的差八。.相加得到Σ 將相加所得的最大的幾個Σ ^萬對應的時間差值舍去(舍去的個數根據實際應用確定)，剩下的幾組時間差值做平均，得到較為精準的兩路信號到達時間差。例如，一段時間內得到10個時間差3s、如、0s、9s、5s、10s、ls、3s、6s、4s，他們在坐標軸上的分布見圖5。顯然分布較為集中的是3s、4sjs、6s這幾個時間差值，那么如何舍去另外的幾個時間差呢？將這些差值兩兩作差得到表1，表1是得到多個時間差兩兩作差的舉例說明。將表的每一行相加(或每一列相加，表是對稱的)將相加所得的和最大的幾行(或列)對應的時間差值舍去。假設我們決定決定舍去兩個值，而保留八個值來做平均運算，那么根據每一行的和的情況，將倒數第二行98和最后一行108去掉，剩下08、18、38、38、如、48、&、68做平均運算作為最后的時間差測量結果。而如果舍去四個值，而保留六個值來做平均運算，那么根據每一行的和的情況，將第一行Os、第二行ls，倒數第二行9s和最后一行IOs去掉，剩下3s、3s、如、4sjs、6s 做平均運算作為最后的時間差測量結果。
表權利要求
1.復數擴頻信號的到達時間差測量方法，對兩個或兩個以上到達接收機的信號的到達時間差進行測量，其特征是發射機以無線方式發送復數擴頻信號χ (n) = I (η)+jQ (η) = χ (η) |eJ$(n),n = 0,1, -,N-I其中I(n)、Q(n)是先經過擴頻調制，再經過OQPSK調制后的信號，分別作為發送信號的同相分量和正交分量；|x(n) I是發送信號χ (η)的模值，Φ (η)是表示發送信號的相位；接收機對接收的復數擴頻信號序列采用復相關法實現捕獲，并根據復相關值的峰值點的位置來測量信號到達的時間差；在接收機的天線捕獲復數擴頻信號序列之后，對復數擴頻信號序列進行復數差分處理并緩存，緩存器長度為擴頻長度+2，即擴頻長度前后各增設一個chip寬度，以便準確計算時延，然后通過內插法提高緩存信號的采樣率，并對接收機存儲的本地序列做同樣的差分和內插法處理，對于任意兩個天線接收的復數擴頻信號序列信號，將經過內插法處理的所述接收的信號與本地序列信號分別復相關，得到兩個復相關值，兩個復相關峰值位置處所對應的時間值差值即為這兩路天線接收信號的到達時間差。
2.根據權利要求1所述的復數擴頻信號的到達時間差測量方法，其特征是對一段時間內的不同時刻捕獲的的幾組接收信號，采取最大距離過濾法，將偏離最大的若干個時間差值過濾，得到更精確的兩路信號到達時間差，具體過濾的個數根據實際測量的環境確定，測量環境越好過濾數越少，過濾個數最多不超過所得到達時間差總個數的1/2。
3.根據權利要求1或2所述的復數擴頻信號的到達時間差測量方法，其特征是包括以下步驟1)信號調制，發送發射機將隨機發送的比特先經過擴頻調制，再經過OQPSK調制，得到同相分量I路和正交分量Q路信號，將I路信號I (η)和Q路信號Q(n)正交調制到高頻載波上，通過天線以無線形式發送；2)接收信號，下變頻m個接收機的接收天線接收復擴頻信號序列，m ^ 2，采用與發送端高頻載波相同的頻率，對接收信號下變頻，各接收機得到Im路信號和Qm路信號，接收機接收到的復數擴頻序列，即接收信號為:rffl(n) = Iffl(η)+JQffl(η)；3)接收機設有時間差測量系統，包括模/數轉換器AD和計算模塊，模/數轉換器AD對接收信號采樣，傳給計算模塊模/數轉換器AD對接收到的信號同相分量和正交分量進行采樣，得到Im(η)和Qm(η)， 將采樣過的信號傳給計算模塊，其中模/數轉換器AD的采樣率CLKi在滿足奈奎斯特采樣定理前提下根據實際存在的資源量選擇；4)快速捕獲，復數差分運算并緩存對接收的Im路信號和Qm路信號做復數差分運算，運算方法如下I' m(n) = Im(η) Im(n-D) +Qm(η)Qm(n_D)Q' m(n) = Qm(η) Im(n-D) -Im(η) Qm(n-D)其中D為一個chip采樣的點數，D =模/數轉換器AD采樣速率/chip速率；將差分之后的信號緩存，緩存的存入由接收信號的采樣時鐘控制，本地信號做相同的差分運算并存儲；計算模塊使用本地存儲的發送信號采樣序列χ (η)，與接收信號做復相關運算，復相關運算公式如下R- (n) = rm (η) [x( )f = [lm (η) + JQm (η)] [ (η) - jQ(n)]=[Im (η) 01(η) + Qm (η) 0 Q(n)] + j\Qm (η) ΘI (η)- Im (η) 0 Q(n)]當IRnm(η) I2彡Thres時，認為捕獲到發送的復數擴頻信號，其中Thres為預先設定的檢測門限；若捕獲到信號，進入步驟5)對接收信號插值濾波，如果沒有捕獲到信號，則繼續做捕獲，即重復步驟4)，直到捕獲到信號為止；5)內插法插值濾波捕獲到信號后，將緩存中存儲的差分處理后的接收信號讀出，并進行填零和二重濾波，緩存的讀出頻率CLK。由時間差測量系統的處理能力決定；每從緩存器中讀出一個樣值，就在其后填入Ml個“0”，然后輸入第一級低通濾波器，第一級低通濾波器每輸出一個濾波后樣值，在其后再次插入Μ2個“0”，然后輸入第二級低通濾波器，達到內插目的，提高采樣率；其中M1*M2 = M，M為時差測量系統的工作頻率/緩存器的讀出頻率的比值，為預先設定的整數；選擇值相差最小的Ml和Μ2，以減小每級濾波器的階數，且滿足CLKhl = (Ml+1) -CLKojCLKh2 = (M2+1) ·αΚω，CLKhl為第一級填零及第一級低通濾波器的工作頻率， CLKh2為第二級填零及第二級低通濾波器的工作頻率，以此實現內插法，提高采樣率；存儲的差分處理后的本地信號也做同樣的插值濾波處理；6)相關運算得到信號到達時間差將步驟幻插值濾波之后的本地信號與接收信號，再做一次復相關運算，運算的方法與步驟4)步快速捕獲時相同，根據相關得到相關峰值所對應的時刻位置；對于任意兩個天線的接收信號，將經過內插法處理的所述接收信號與本地序列分別復相關，得到兩個復相關值，兩個復相關峰值對應兩個時刻值，兩個復相關峰值位置處所對應的時間值差值即為這兩路天線接收信號的到達時間差。
4.根據權利要求3所述的復數擴頻信號的到達時間差測量方法，其特征是還進行步驟7)7)過濾得到精準的兩路信號到達時間差值若一段時間內發射信號源和接收天線位置都不變，不斷重復步驟1)至步驟6)，得到若干組時間差值，設共有η組時間差值Ati, i = 1，2，…n，對所述時間差值兩兩之間作差，共有C 2個差，將每個時間差值AtiG = 1，2，…η)與另外η-1個時間差值At」(j = 1,2,… n, j Φ i)的差八。.相加得到Σ i，將相加所得的最大的幾個Σ i所對應的時間差值舍去，舍去的個數為2 η/2組，根據實際的需要進行確定，通過幾次試驗調整舍去時間差值的個數，根據效果來確定舍去的個數，剩下的幾組時間差值做平均，得到更精準的兩路信號到達時間差。
5.根據權利要求3所述的復數擴頻信號的到達時間差測量方法，其特征是模/數轉換器AD使用較低的速率對接收信號進行采樣，所述較低的速率在滿足奈奎斯特采樣定理前提下根據實際的時間差測量系統資源量選擇，且滿足大于兩倍的chip速率。
全文摘要
復數擴頻信號的到達時間差測量方法，利用復相關法捕獲到達的信號，并根據復相關值的峰值點的位置來測量信號到達時間差，捕獲到信號時，對接收到的信號做復數差分運算并緩存，通過內插法提高緩存信號的采樣率；對本地信號做同樣處理。處理后的高采樣率接收信號與本地信號進行復相關，獲得精確的兩路信號到達時間差；進一步，對一段時間內不同時刻捕獲的幾組信號采取最大距離過濾法，將偏離較大的時間差值過濾，得到更精確的兩路信號到達時間差。本發明不需要對接收信號做相位校正，就可以獲得良好的復信號相關峰值，進而提取到達時間差，提高了時差測量的精度，信號緩存，采用非實時處理避免了實時的插值后數據量太大以及工作頻率過高的問題。
文檔編號G01S5/06GK102508200SQ201110361270
公開日2012年6月20日 申請日期2011年11月16日 優先權日2011年11月16日
發明者梁彪, 田華梅, 胡愛群, 錢妍池 申請人:東南大學, 南京三寶科技股份有限公司