提高相位校正精度的電能表的制作方法
【專利摘要】本發明提供一種提高相位校正精度的電能表，包括：電流傳感器，接收并感測相電流信號；電壓傳感器，接收并感測相電壓信號；第一模數轉換器，將模擬的相電流信號轉換為數字的電流采樣信號；第二模數轉換器，將模擬的相電壓信號轉換為數字的電壓采樣信號；相位校正模塊，分別與第一模數轉換器和第二模數轉換器相連接，對電流采樣信號和電壓采樣信號進行實時的相位校正，分別生成電流同步信號和電壓同步信號；電能計算模塊，與相位校正模塊相連接，分別接收電流同步信號和電壓同步信號，并據此計算出有功電能和無功電能以向外輸出。本發明克服了電流/電壓信號延時方式的缺點，不僅能實現高精度的相位校正，而且硬件實現簡單，系統成本低。
【專利說明】提高相位校正精度的電能表

【技術領域】
[0001] 本發明涉及電能計量技術及其電路實現【技術領域】，具體來說，本發明涉及一種提 高相位校正精度的電能表。

【背景技術】
[0002] 在未有本發明前，電能表相位校正采用的是電流/電壓信號延時的方式。這種方 式的缺點是校正精度受ADC (模數轉換器）調制器工作頻率的制約，相位校正只能以與ADC 調制器工作頻率相關的某一特定步長進行，從而難以達到很高的相位校正精度。
[0003] 圖1為現有技術中的一種典型單相電能表的內部模塊結構圖。如圖1所示，該典 型的單相電能表1〇〇可以由電流傳感器101、電壓傳感器102、第一 Sigma-Delta(2-A) 調制器103、第二Sigma-Delta(2-A)調制器104、采用信號延時法的相位校正模塊107、 第一 FIR濾波器105、第二FIR濾波器106、電能計算模塊108組成。其輸入為相電流信號 i⑴、相電壓信號v(t)，輸出為有功電能和無功電能。第一 Sigma-Delta調制器103、第二 Sigma-Delta調制器104、第一 FIR濾波器105、第二FIR濾波器106、相位校正模塊107和電 能計算模塊108通常由一塊集成電路（1C)實現。電流傳感器101有錳銅片、電流互感器、 羅氏線圈、霍爾效應傳感器等種類，電壓傳感器102有分壓電阻、電壓互感器等種類。由于 電流傳感器101、電壓傳感器102自身可能的非線性特性，被拾取的電流、電壓信號相位可 能發生偏移，電流、電壓之間的相位差可能因此發生改變，從而使電能計量出現偏差。
[0004] 設穩定的相電流i (t)有效值為I，初始相位為仍；相電壓V (t)有效值為V，初始相 位為A。取初始相位差# =灼-仍.，那么，有功功率Pa = VIcoscK無功功率= visinct。 設由傳感器引起電流和電壓相位偏移后，相位差增量為α (即相位差變為Φ + α)，那么有 功功率變為Pa' =VIc〇s((j5 + a)，無功功率變為Ρ/ =ν?Μη(Φ + α)。顯然，由于信號相位 差增量a的緣故，Pa'相較于？3有一定的偏差，而Ρ/相較于已有一定的偏差。由于有功 電能是有功功率對時間的積分，無功電能是無功功率對時間的積分，有功功率和無功功率 的偏差將導致有功電能和無功電能計量的不準確。在這種情況下，電能表內通常設置一個 相位校正模塊，用來對由電流傳感器和電壓傳感器引起的信號相位差增量（α)進行校正， 消除其對電能計量的影響。
[0005] 而要對電能表進行相位校正，首先必須對信號相位差增量α的值進行估計。在電 能表生產和調試過程中，α值的估計一般借助電能表測試機臺進行，步驟如下：（1)在功率 因數PF = 0條件下，校正有功功率增益值；（2)在PF = 0. 5L (感性負載）條件下，測量電 能計量誤差Ε ; (3)計算相位差Y = arccos(_^^)-f (弧度）。一般情況下，由于測試機臺 測量誤差的存在，α '是α的近似值，這里取α = α '。
[0006] 在估計出信號相位差增量α之后，即可據此對電能表進行相位校正。現有的電能 表相位校正方法為電流/電壓信號延時法（如圖2所示）。首先將信號相位差增量α轉 化為電流信號與電壓信號之間的時間偏差（以兩個Sigma-Delta調制器的采樣間隔為單 位）：
[0007] d - roi//；i/(J--) (1) 2π?)
[0008] 上式中fi為電流信號和電壓信號頻率（50/60ΗΖ)，fm為兩個Sigma-Delta調制器 的工作頻率。round()表示按四舍五入方式取整。
[0009] 電流/電壓信號延時法的原理為：根據α的正負性和d值選擇電流單比特碼流 信號ib(η)和電壓單比特碼流信號vb(η)二者之一進行延時，使二者在時間上對齊，從而 達到相位校正的目的。為實現電流或電壓信號的延時，電能表相位校正模塊需要一組長為 Ν(Ν 彡 d)的 FIFO (First Input First Output,先入先出）寄存器，用以存儲 ib (η)或 vb (η) 信號。當α >〇時，電流信號需要延時，FIFO寄存器存儲的是ib (η)信號。此時相位校正 模塊的輸出為：
[0010] ix(n) = ib(n-d) (2)
[0011] νχ(η) = vb(η) (3)
[0012] 需要指出，當α = 〇時，d = 0, ix(n)實際上與ib(n)相等。
[0013] 當α〈〇時，電壓信號需要延時，FIFO寄存器存儲的是vb (η)信號。此時相位校正 模塊的輸出為：
[0014] ix(n) = ib(n) (4)
[0015] νχ (η) = vb (n-d) (5)
[0016] ix(n)和vx(n)為相位校正后的單比特碼流信號。ix(n)經過FIR濾波器，得到電流 同步采樣信號i>) ;vx(n)經過FIR濾波器，得到電壓同步采樣信號vy(n)。iy(n)與\〇1) 輸入電能計算模塊，進行有功電能和無功電能的計算。
[0017] 顯然，采用電流/電壓信號延時法時，相位校正的精度受到兩個Sigma-Delta調 制器的工作頻率乙的制約，相位校正只能以360心/乙（度）為步長進行。例如，當f m = 1. 024MHz時，相位校正的步長約為0. 017°。校正步長的存在使電流/電壓信號延時法難 以達到很高的相位校正精度，從而不利于電能表高精度的計量功能的實現。


【發明內容】

[0018] 本發明所要解決的技術問題是提供一種提高相位校正精度的電能表，能夠克服現 有的電流/電壓信號延時方式的缺點，不僅能實現高精度的相位校正，而且硬件實現簡單， 系統成本低。
[0019] 為解決上述技術問題，本發明提供一種提高相位校正精度的電能表，包括：
[0020] 電流傳感器，接收并感測一相電流信號；
[0021] 電壓傳感器，接收并感測一相電壓信號；
[0022] 第一模數轉換器，與所述電流傳感器相連接，將模擬的所述相電流信號轉換為數 字的電流采樣信號；
[0023] 第二模數轉換器，與所述電壓傳感器相連接，將模擬的所述相電壓信號轉換為數 字的電壓米樣信號；
[0024] 相位校正模塊，分別與所述第一模數轉換器和所述第二模數轉換器相連接，對所 述電流采樣信號和所述電壓采樣信號進行實時的相位校正，分別生成電流同步信號和電壓 同步信號；
[0025] 電能計算模塊，與所述相位校正模塊相連接，分別接收所述電流同步信號和所述 電壓同步信號，并據此計算出有功電能和無功電能以向外輸出。
[0026] 可選地，所述相位校正模塊包括：
[0027] 全通濾波器系數參量寄存器，用于存儲量化后的全通濾波器的系數參量；
[0028] α正負性寄存器，用于根據α >〇、α〈〇和α = 〇這三種情形分別對應地設置〇、 1和2這三個數值，α為信號相位差增量；
[0029] -階的全通濾波器及相關選通電路，在所述相位校正模塊內分別與所述全通濾波 器系數參量寄存器和所述α正負性寄存器相連接，用于先讀出表示α正負性的所述數值， 決定所述全通濾波器是否被旁路以及不被旁路時被置于哪個信號通道，再讀出量化后的所 述系數參量以用于所述全通濾波器的運算，進而對所述電流采樣信號和所述電壓采樣信號 進行相位校正，分別生成所述電流同步信號和所述電壓同步信號。
[0030] 可選地,所述全通濾波器的應用分為α >〇、α〈〇和α = 〇這三種情形，α為信號 相位差增量；
[0031] 當α >〇時，所述電流采樣信號的相位需要延后，所述全通濾波器被放在電流信號 通道中，電壓信號通道無所述全通濾波器；
[0032] 當α〈0時，所述電壓采樣信號的相位需要延后，所述全通濾波器被放在所述電壓 信號通道中，所述電流信號通道無所述全通濾波器；
[0033] 當α = 0時，所述電流采樣信號和所述電壓采樣信號的相位均不需要延后，所述 電流信號通道和所述電壓信號通道這兩個通道中均無所述全通濾波器，所述全通濾波器處 于被旁路狀態。
[0034] 可選地，所述全通濾波器系數參量寄存器和所述α正負性寄存器均為非易失性 寄存器。
[0035] 可選地，所述全通濾波器系數參量寄存器和所述α正負性寄存器均為快閃型寄 存器。
[0036] 可選地，所述α正負性寄存器的大小為2比特。
[0037] 可選地，所述電流傳感器為錳銅片、電流互感器、羅氏線圈或者霍爾效應傳感器。
[0038] 可選地，所述電壓傳感器為分壓電阻或者電壓互感器。
[0039] 可選地，所述第一模數轉換器、所述第二模數轉換器、所述相位校正模塊和所述電 能計算模塊是由一塊集成電路實現的。
[0040] 可選地，所述電能表能用作單相電能表或者多相電能表。
[0041] 與現有技術相比，本發明具有以下優點：
[0042] 本發明根據實際測算，在電流和電壓的信號頻率& = 50Hz、模數轉換器的采樣頻 率fs = 4kHz、信號相位差增量| α |彡4°、全通濾波器的系數參量k字長為16比特的條 件下，相位校正的誤差小于1〇_4度。由此可見，本發明提出的采用全通濾波器的方式可以達 到很高的相位校正精度，遠高于現有的電流/電壓信號延時法，這對于提高電能表的相位 校正精度是非常有利的。另一方面，由于一階全通濾波器結構簡單，用集成電路實現時開銷 較小，因此這種構造的電能表在相位校正的實現上是簡便易行的。
[0043] 綜上所述，本發明能夠克服現有的電流/電壓信號延時方式的缺點，不僅能實現 高精度的相位校正，而且整個電能表硬件實現簡單，系統成本低。

【專利附圖】

【附圖說明】
[0044] 本發明的上述的以及其他的特征、性質和優勢將通過下面結合附圖和實施例的描 述而變得更加明顯，其中：
[0045] 圖1為現有技術中的一種典型單相電能表的內部模塊結構圖；
[0046] 圖2為現有技術中的一種電能表相位校正的方法-電流/電壓信號延時法的不 意圖（分為α彡〇和α <〇兩類情況）；
[0047] 圖3為本發明一個實施例的提高相位校正精度的電能表的內部模塊結構圖；
[0048] 圖4為本發明一個實施例的提高相位校正精度的電能表中的全通濾波器 在-l〈k〈0、k = 0和0〈k〈l這三種情況下的相頻響應特性；
[0049] 圖5為本發明一個實施例的提高相位校正精度的電能表中的全通濾波器的應用 分為α >〇、α〈〇和α = 〇這三種情況的示意圖；
[0050] 圖6為本發明一個實施例的提高相位校正精度的電能表中的相位校正模塊的內 部結構示意圖。

【具體實施方式】
[0051] 下面結合具體實施例和附圖對本發明作進一步說明，在以下的描述中闡述了更多 的細節以便于充分理解本發明，但是本發明顯然能夠以多種不同于此描述的其它方式來實 施，本領域技術人員可以在不違背本發明內涵的情況下根據實際應用情況作類似推廣、演 繹，因此不應以此具體實施例的內容限制本發明的保護范圍。
[0052] 圖3為本發明一個實施例的提高相位校正精度的電能表的內部模塊結構圖。圖3 所示為該電能表200用作單相電能表的情形。顯然，在單相計量的基礎上通過結構擴展，該 電能表200也可以用作多相電能表，此時將針對每一相的電流信號和電壓信號分別進行相 位校正。其中，在用作單相電能表的情形下，其內部構造主要包括如下組成模塊：電流傳感 器201、電壓傳感器202、第一模數轉換器（ADC) 203、第二模數轉換器（ADC) 204、相位校正模 塊207和電能計算模塊208等。除電流傳感器201、電壓傳感器202外，其他模塊通常可以 是由一塊集成電路（1C)實現的。其中，電流傳感器201可以為錳銅片、電流互感器、羅氏線 圈或者霍爾效應傳感器等不同種類，其接收并感測一相電流信號i (t)。電壓傳感器202可 以為分壓電阻或者電壓互感器等不同種類，其接收并感測一相電壓信號v(t)。第一模數轉 換器203與電流傳感器201相連接，將模擬的相電流信號i (t)轉換為數字的電流采樣信號 is (η)。第二模數轉換器204與電壓傳感器202相連接，將模擬的相電壓信號v(t)轉換為數 字的電壓采樣信號vs(η)。相位校正模塊207分別與第一模數轉換器203和第二模數轉換 器204相連接，對電流采樣信號i s(η)和電壓采樣信號\(1〇進行實時的相位校正，分別生 成電流同步信號iy (η)和電壓同步信號vy (η)。電能計算模塊208與相位校正模塊207相 連接，分別接收電流同步信號iy(η)和電壓同步信號\(1〇,并據此計算出有功電能和無功 電能以向外輸出。
[0053] 本發明的主要思想是使用全通濾波器的相位移動特性，來反向抵消電流和電壓的 信號相位差增量α。全通濾波器的優點是在改變信號相位的同時，保持信號幅值不變。為 (6) 使實現方案簡單，采用如下系統函數H(z)的一階全通濾波器：
[0055] 上述濾波器中系數參量k為實數，極點zp = _k。為使濾波器穩定，應保證|zp|〈l。 因此k的取值范圍為-l〈k〈l。圖4所示為本發明一個實施例的提高相位校正精度的電能 表中的全通濾波器在-l〈k〈0、k = 0和0〈k〈l這三種情況下的相頻響應特性。由圖4可看 出，該全通濾波器適用于使信號相位延后的場合。對于電能表的相位校正，全通濾波器的應 用可分為α >〇、α〈〇和α = 〇這三種情況（如圖5所示）：（1)當α >0時，由于電流采樣 信號的相位需要延后，全通濾波器213被放在電流信號通道中，電壓信號通道無全通濾波 器213;⑵當α〈0時，由于電壓采樣信號的相位需要延后，全通濾波器213被放在電壓信 號通道中，電流信號通道無全通濾波器213; (3)當α = 0時，由于電流采樣信號和電壓采 樣信號的相位均不需要延后，電流信號通道和電壓信號通道這兩個通道中均無全通濾波器 213,全通濾波器213處于被旁路狀態。
[0056] 現推導一階全通濾波器唯一的系數參量k與信號相位差增量α的關系。當ADC 采樣頻率為fs時，信號歸一化角頻率為θ =2π?ν^。根據一階全通濾波器傳遞函數，得 到濾波器頻域響應：

【權利要求】
1. 一種提高相位校正精度的電能表（200)，包括： 電流傳感器（201)，接收并感測一相電流信號； 電壓傳感器（202)，接收并感測一相電壓信號； 第一模數轉換器（203)，與所述電流傳感器（201)相連接，將模擬的所述相電流信號轉 換為數字的電流采樣信號； 第二模數轉換器（204)，與所述電壓傳感器（202)相連接，將模擬的所述相電壓信號轉 換為數字的電壓采樣信號； 相位校正模塊（207)，分別與所述第一模數轉換器（203)和所述第二模數轉換器（204) 相連接，對所述電流采樣信號和所述電壓采樣信號進行實時的相位校正，分別生成電流同 步信號和電壓同步信號； 電能計算模塊（208)，與所述相位校正模塊（207)相連接，分別接收所述電流同步信號 和所述電壓同步信號，并據此計算出有功電能和無功電能以向外輸出。
2. 根據權利要求1所述的電能表（200)，其特征在于，所述相位校正模塊（207)包括： 全通濾波器系數參量寄存器（211)，用于存儲量化后的全通濾波器（213)的系數參量 (k)； α正負性寄存器（212)，用于根據α >〇、α〈〇和α = 〇這三種情形分別對應地設置〇、 1和2這三個數值，α為信號相位差增量； 一階的全通濾波器（213)及相關選通電路（214)，在所述相位校正模塊（207)內分別與 所述全通濾波器系數參量寄存器（211)和所述α正負性寄存器（212)相連接，用于先讀出 表示α正負性的所述數值，決定所述全通濾波器（213)是否被旁路以及不被旁路時被置于 哪個信號通道，再讀出量化后的所述系數參量（k)以用于所述全通濾波器（213)的運算，進 而對所述電流采樣信號和所述電壓采樣信號進行相位校正，分別生成所述電流同步信號和 所述電壓同步信號。
3. 根據權利要求2所述的電能表（200)，其特征在于，所述全通濾波器（213)的應用分 為α >〇、α〈〇和α = 〇這三種情形，α為信號相位差增量； 當α>〇時，所述電流采樣信號的相位需要延后，所述全通濾波器（213)被放在電流信 號通道中，電壓信號通道無所述全通濾波器（213); 當α〈〇時，所述電壓采樣信號的相位需要延后，所述全通濾波器（213)被放在所述電 壓信號通道中，所述電流信號通道無所述全通濾波器（213); 當α = 〇時，所述電流采樣信號和所述電壓采樣信號的相位均不需要延后，所述電流 信號通道和所述電壓信號通道這兩個通道中均無所述全通濾波器（213)，所述全通濾波器 (213)處于被旁路狀態。
4. 根據權利要求3所述的電能表（200)，其特征在于，所述全通濾波器系數參量寄存器 (211)和所述α正負性寄存器（212)均為非易失性寄存器。
5. 根據權利要求4所述的電能表（200)，其特征在于，所述全通濾波器系數參量寄存器 (211)和所述α正負性寄存器（212)均為快閃型寄存器。
6. 根據權利要求5所述的電能表（200)，其特征在于，所述α正負性寄存器（212)的 大小為2比特。
7. 根據權利要求6所述的電能表（200)，其特征在于，所述電流傳感器（201)為錳銅 片、電流互感器、羅氏線圈或者霍爾效應傳感器。
8. 根據權利要求7所述的電能表（200)，其特征在于，所述電壓傳感器（202)為分壓電 阻或者電壓互感器。
9. 根據權利要求8所述的電能表（200)，其特征在于，所述第一模數轉換器（203)、所述 第二模數轉換器（204)、所述相位校正模塊（207)和所述電能計算模塊（208)是由一塊集成 電路實現的。
10. 根據權利要求9所述的電能表（200)，其特征在于，所述電能表（200)能用作單相 電能表或者多相電能表。
【文檔編號】G01R11/20GK104122439SQ201410366395
【公開日】2014年10月29日 申請日期:2014年7月29日 優先權日:2014年7月29日
【發明者】張江安 申請人:中穎電子股份有限公司