本發明屬于電力電子功率變換器調制及控制領域，涉及諧波電流檢測方法領域，特別涉及一種電網電壓不平衡時基于二倍頻鎖相的諧波電流檢測法。

背景技術：

電力電子裝置和非線性負載的普遍使用，使諧波電流大量注入電網，嚴重影響電網的安全運行，因此引入了有源電力濾波器(activepowerfilter，apf)進行諧波抑制。其基本原理是從補償對象中檢測出諧波，由補償裝置產生一個與該諧波電流大小相等而極性相反的補償電流，從而使電網中的諧波電流被濾除。所以，apf進行諧波抑制的關鍵環節在于諧波電流的檢測環節。

目前主要的諧波檢測法有：基于傅里葉變換的檢測方法、基于瞬時無功功率理論的檢測方法、基于神經網絡的檢測方法、基于小波分析檢測方法和基于濾波器的檢測方法等，而使用比較廣泛的諧波電流檢測方法是建立在瞬時無功功率理論基礎上的ip-iq法，該方法在應用鎖相環的基礎上經過clarke變換然后提取負載電流的有功分量和無功分量，利用低通濾波器濾波后得到基波電流，從而提取諧波電流。本發明提供的電網電壓不平衡時基于二倍頻鎖相的諧波電流檢測法，直接在clarke變換的基礎上使用二倍頻鎖相提取電網電壓的角頻率，用于正序基波電流的獲取，從而提取諧波電流。與傳統的ip-iq法相比，本發明方法可以用在電網電壓不平衡的情況下，不僅增加了諧波檢測的應用范圍，更增加了諧波檢測的精確性。

技術實現要素：

本發明目的在于克服現有技術中的不足，提供一種基于二倍頻鎖相的能應用在電網電壓不平衡情況下的諧波電流檢測法。

為實現上述上述發明目的，本發明采用了以下技術方案：

一種電網電壓不平衡時基于二倍頻鎖相的諧波電流檢測法，該方法主要包括三相負載電流的提取、clarke變換、二倍頻鎖相、正序基波電流提取、clarke反變換及諧波電流提取；該方法具體內容包括如下步驟：

步驟1提取負載側三相電流，經過clarke變換運算，得到兩相靜止坐標系下的電流；

步驟2運用二倍頻鎖相方法，對不平衡的電網電壓進行鎖相跟蹤，把跟蹤所獲得的角頻率應用到sai環節，使其成為sai環節的輸入角頻率，這樣就能夠使sai跟電網電壓同步；

步驟3在步驟1中得到的兩相靜止坐標系下的電流，使其通過sai環節后，提取其正序基波電流；

步驟4對提取的正序基波電流進行clarke反變換運算，得到三相的正序基波電流；

步驟5在三相正序基波電流的基礎上提取諧波電流，用總的負載電流和在步驟4中得到的三相正序基波電流做差，經過計算求得諧波電流。

在步驟2中，省去了負載電流的有功分量和無功分量計算環節，針對不平衡的電網電壓，使用二倍頻鎖相方法，把跟蹤電網電壓得到的角頻率用于sai環節提取正序基波電流，在此基礎上，對系統進行諧波電流的提取。

與現有技術相比，本發明方法具有如下有益效果：

1、本發明應用二倍頻鎖相方法，能夠在電網電壓不平衡的條件下進行諧波檢測，增加了諧波檢測對電網電壓波動的適應性；

2、本發明用二倍頻鎖相方法跟蹤電網電壓，依此得到的角頻率用在sai的正序基波提取環節上，與傳統的ip-iq法相比，提高了系統對電網電壓的適應能力和諧波檢測的精確性。

3、本發明把sai的正序基波提取環節應用到了不平衡電網系統的諧波電流檢測中，大大拓寬了sai的應用范圍，且在apf領域中產生了一種新的諧波檢測法。

本發明方法應用在電網電壓不平衡時，使用二倍頻鎖相方法，把提取出的角頻率運用到sai正序基波分量提取環節，從而大大拓寬了諧波檢測方法的使用范圍，對電網的適應性變得更強。用sai的正序基波分量提取環節替代lpf，運用二倍頻鎖相技術，在只提取基波正序分量的條件下，進行全電流補償，提高了諧波電流補償的精確度，這樣就形成了一種可以適用在電網電壓不平衡條件下的基于二倍頻鎖相的諧波電流檢測法。該方法在眾多諧波檢測法中有著優良的性能，在有源濾波領域有著非常廣闊的應用前景。

附圖說明

圖1為本發明整體結構框圖；

圖2為傳統的ip-iq法結構框圖；

圖3為正序的sai原理圖；

圖4為正序基波的幅頻特性圖；

圖5為本發明的二倍頻鎖相的原理圖；

圖6為sai的正序基波提取結構框圖；

圖7為諧波電流的獲取圖。

具體實施方式

下面結合附圖對本發明做進一步說明：本發明的一種電網電壓不平衡時基于二倍頻鎖相的諧波電流檢測法，本發明方法在簡化ip-iq法系統結構的情況下，先提取負載側的三相電流，經過clarke變換后，把二倍頻鎖相法跟蹤電網電壓得到的角頻率用在sai環節，提取正序基波電流，再經過clarke反變換后得到三相正序基波電流，從而獲取所需的諧波電流。該方法內容包括步驟如下：

步驟1提取負載側三相電流，經過clarke變換運算，得到兩相靜止坐標系下的電流；

步驟2運用二倍頻鎖相方法，對不平衡的電網電壓進行鎖相跟蹤，把跟蹤所獲得的角頻率應用到sai環節，使其成為sai環節的輸入角頻率，這樣就能夠使sai跟電網電壓同步；

步驟3在步驟1中得到的兩相靜止坐標系下的電流，使其通過sai環節后，提取其正序基波電流；

步驟4對提取的正序基波電流進行clarke反變換運算，得到三相的正序基波電流；

步驟5在三相正序基波電流的基礎上提取諧波電流，用總的負載電流和在步驟4中得到的三相正序基波電流做差，經過計算求得諧波電流。

圖1所示為本發明的整體框圖，三相負載電流ia、ib、ic在clarke變換下，形成兩相靜止坐標系下的電流iα、iβ，把用二倍頻鎖相得到的角頻率ω經過sai環節提取出正序基波電流i⁺α1、i⁺β1，然后經過clarke反變換得到三相正序基波電流i⁺α1、i⁺b1、i⁺c1，最后用負載電流ia、ib、ic和正序基波電流i⁺α1、i⁺b1、i⁺c1做差，經過計算，得到諧波電流iaf、ibf、icf，從而經過apf實現全電流補償。

圖2所示為傳統的ip-iq法的結構框圖，三相負載電流ia、ib、ic在clarke變換下，形成兩相靜止坐標系下的電流iα、iβ，經由鎖相環輸出電壓的相位角用于負載電流的有功分量和無功分量的計算，由低通濾波器對有功電流ip、無功電流iq進行濾波，得到在兩相旋轉坐標系下電流的直流分量然后由反變換，形成三相的基波電流iaf、ibf、icf，最終得到諧波電流i^*ca、i^*cb、i^*cc。圖2與圖1相比，系統比較復雜，增加了負載電流的有功分量和無功分量計算環節，在一定程度上使得系統的準確性降低，普通鎖相方法的使用，對電網電壓波動的適應能力較弱，而低通濾波器的使用又對系統起到了延時作用。針對以上缺點本發明提出的一種電網電壓不平衡時基于二倍頻鎖相的諧波電流檢測法，提高了的系統對電網電壓的適應能力和諧波檢測的精確性。

圖3所示為正序的sai原理圖。利用正序的sai提取法，對正序基波分量進行提取，可以得到能適用于電網電壓不平衡條件下的正序基波電流，為諧波電流提取奠定了基礎。圖4所示為正序基波的幅頻特性圖。由正序基波的幅頻特性圖可以看出在中心角頻率處具有諧振峰值，對于其它頻率的信號都具有衰減作用，對于50hz的正序分量具有極性選擇作用。

圖5所示為本發明方法中的二倍頻鎖相的原理圖。當電網電壓不平衡時，在正序旋轉dq+坐標系下，電網電壓正序分量變成直流量，而負序分量變成二倍工頻的交流量，這樣就為二倍頻鎖相及電網電壓負序分量提取和相位檢測提供了條件；二倍頻鎖相方法是先提取dq+坐標系下q軸的由負序分量變換成的二倍工頻交流量值vq+，利用二階廣義積分器的正交信號發生器(secondordergeneralizedintegrator-quadraturesignalgenerator，sogi-qsg)產生正交分量，得到正交信號v⁺sin(2ωt)(vq⁺)和v⁺cos(2ωt)(-qvq⁺)。把這兩個交流量進行park變換，并利用單同步坐標系軟件鎖相環(singlesynchronousreferenceframesoftwarephaselockedloop，ssrf-spll)對2ωt進行鎖相，此時park變換的變換角為二倍頻鎖相環輸出角度2θ。二倍頻的鎖相方法可以對電網電壓的不平衡情況進行鎖相跟蹤，這樣就能在多數電網電壓波動情況下進行跟蹤，跟蹤得到角頻率ω，用于sai的正序基波提取環節，這樣就能使sai的諧波檢測法可以適用在電網電壓不平衡的條件下。

圖6所示為sai的正序基波提取結構框圖。用sai提取出的正序基波電流i⁺α1、i⁺β1被總電流iα、iβ做差后，再經過sai基波提取環節，同時把提取出的正序基波電流i⁺α1、i⁺β1輸出。這樣，輸出的同時再次回到被總電流iα、iβ做差環節，如此循環，形成閉環反饋控制，提取更為準確的正序基波電流i⁺α1、i⁺β1。

圖7所示為本發明的諧波電流獲取圖。通過對正序基波電流i⁺α1、i⁺β1的反復提取，進行運算，使三相負載電流iabc減去三相正序基波電流i⁺abc1獲取比較準確的諧波電流i^*abc。

以上所述的實施例僅僅是對本發明的優選實施方式進行描述，并非對本發明的范圍進行限定，在不脫離本發明設計精神的前提下，本領域普通技術人員對本發明的技術方案做出的各種變形和改進，均應落入本發明權利要求書確定的保護范圍內。