本發明涉及電壓調節電路領域，具體地，涉及一種低壓差線性穩壓器電路及電源。

背景技術：

低壓差線性穩壓器(LDO，low dropout regulator)具有結構簡單、低噪聲、低功耗、小封裝、較少外圍應用器件等優點，廣泛運用于各種電子產品中。

LDO屬于DC/DC變換器中的降壓變壓器，在負載一定的情況下，其輸出電壓在一定范圍內，因此，LDO電路系統能夠保證輸出電壓穩定，提高電池壽命。如何提高系統穩定性始終是LDO的一個熱點研究方向，因為LDO的頻率補償設計，不僅直接決定了系統穩定性，而且對LDO的性能參數，尤其是瞬態響應速度有很大的影響。隨著科技的進步，半導體器件的特征尺寸越來越小，片上系統(SOC)芯片中數字電路的工作電壓越來越低。為了保證數字電路能夠正常工作，要求作為電源的LDO輸出電壓始終維持在一定的范圍內。所以提高LDO的輸出電壓精度和負載響應速度是目前研究的重要方向。

技術實現要素：

針對現有技術中的缺陷，本發明的目的是提供一種低壓差線性穩壓器電路及電源。

根據本發明提供的一種低壓差線性穩壓器電路，包括：第一放大器、第二放大器、第一補償電容、第二補償電容、可變電阻裝置、電阻反饋網絡、負載模塊；

所述第一放大器的正向輸入端連接參考電壓信號；

所述第二放大器的正向輸入端連接電壓輸出端，負向輸入端接所述第一放大器的輸出端；

所述第一補償電容的一端接所述第一放大器的輸出端，另一端接地；

所述第二補償電容的一端接所述第二放大器的輸出端，另一端接所述電壓輸出端；

所述可變電阻裝置具有電阻調節端、第一輸入端、第一輸出端，所述電阻調節端接所述第二放大器的輸出端，所述第一輸入端接輸入電壓端，所述第一輸出端接所述電壓輸出端；

所述電阻反饋網絡具有第二輸入端、第二輸出端、分壓信號輸出端，所述第二輸入端連接所述電壓輸出端，所述第二輸出端接地，所述分壓信號輸出端接所述第一放大器的負向輸入端；

所述負載模塊的一端連接所述電壓輸出端，另一端接地。

作為一種優化方案，所述第一放大器包括第一偏置電流源、第一P型MOS管、第二P型MOS管、第一N型MOS管、第二N型MOS管；

所述第一偏置電流源的輸出端與所述第一P型MOS管的源極、第二P型MOS管的源極分別連接，輸入端與電源連接；

所述第一P型MOS管的漏極接所述第一N型MOS管的漏極，柵極作為所述第一放大器的正向輸入端；

所述第二P型MOS管的漏極接所述第二N型MOS管的漏極，柵極作為所述第一放大器的負向輸入端；

所述第一N型MOS管的柵極與自己的漏極連接，源極接地；

所述第二N型MOS管的漏極作為所述第一放大器的輸出端，柵極接所述第一N型MOS管的柵極，源極接地。

作為一種優化方案，所述第二放大器包括第二偏置電流源、第三偏置電流源、偏置電壓源、第三N型MOS管、第三P型MOS管；

所述第二偏置電流源的輸出端接所述第三N型MOS管的漏極，并作為所述第二放大器的輸出端；

第三偏置電流源的輸出端接地，輸入端接所述第三N型MOS管的源極和所述第三P型MOS管的漏極；

所述第三N型MOS管的柵極接所述偏置電壓；

所述第三P型MOS管的源極作為所述第二放大器的正向輸入端，柵極作為所述第二放大器的負向輸入端。

作為一種優化方案，所述可變電阻裝置為功率管；

所述功率管的漏極作為所述第一輸出端接所述電壓輸出端，柵極作為所述電阻調節端接所述第二放大器的輸出端，源極作為所述第一輸入端接輸入電壓端。

作為一種優化方案，所述電阻反饋網絡包括第一反饋電阻、第二反饋電阻；

所述第一反饋電阻的一端作為所述第二輸入端連接所述電壓輸出端，另一端作為所述分壓信號輸出端的一側接所述第一放大器的負向輸入端；

所述第二反饋電阻的一端作為所述第二輸出端接地，另一端作為所述分壓信號輸出端的另一側接所述第一放大器的負向輸入端。

作為一種優化方案，所述負載模塊包括負載電容和負載電阻；

所述負載電容的一端接所述電壓輸出端，另一端接地；

所述負載電阻的一端接所述電壓輸出端，另一端接地。

基于同一發明構思，本發明還提供了一種電源，包括所述的低壓差線性穩壓器電路。

與現有技術相比，本發明具有如下的有益效果：

本發明的電路包括三個負反饋環路：第一放大器、第一補償電容、第一反饋電阻、第二反饋電阻構成了環路Loop1；第二放大器、第二補償電容、功率管、第一反饋電阻、第二反饋電阻構成了環路Loop2；第一放大器、第一補償電容、第二放大器、第二補償電容、功率管、第一反饋電阻、第二反饋電阻構成了環路Loop3。

環路Loop1主要功能是提供直流增益，穩定輸出電壓。

環路Loop2的主要功能是提供直流增益，作為主環路控制功率管PM。第二放大器AMP2采用源極輸入方式，環路響應比柵極輸入方式快，提高了負載響應速度。與一般的放大器不同，在電路穩定工作時，所述第二放大器AMP2的正向輸入端VINP與負向輸入端VINN的電壓并不相等，而是正向輸入端VINP比負向輸入端VINN的電壓高出一個P型MOS管的閾值電壓VTHP，即第二放大器AMP2存在一個失調電壓VTHP。

環路Loop3的主要功能是提供直流增益，進一步穩定輸出電壓。環路Loop3的增益為第一放大器AMP1、第二放大器AMP2、功率管PM增益的乘積，該環路具有很高的直流增益，提高了LDO輸出電壓的精度。

附圖說明

為了更清楚地說明本發明實施例的技術方案，下面將對實施例描述中所需要使用的附圖作簡單的介紹，顯而易見，下面描述中的附圖僅僅是本發明的一些實施例，對于本領域技術人員來講，在不付出創造性勞動的前提下，還可以根據這些附圖獲得其他的附圖。附圖中：

圖1是可選的一種低壓差線性穩壓器電路；

圖2是可選的另一種低壓差線性穩壓器電路；

圖3是可選的第一放大器電路結構；

圖4是可選的第二放大器電路結構。

具體實施方式

下文結合附圖以具體實施例的方式對本發明進行詳細說明。以下實施例將有助于本領域的技術人員進一步理解本發明，但不以任何形式限制本發明。應當指出的是，還可以使用其他的實施例，或者對本文列舉的實施例進行結構和功能上的修改，而不會脫離本發明的范圍和實質。

在本發明提供的一種低壓差線性穩壓器電路的實施例中，如圖1和圖2所示，包括：第一放大器、第二放大器、第一補償電容、第二補償電容、可變電阻裝置、電阻反饋網絡、負載模塊；

所述第一放大器的正向輸入端連接參考電壓信號；

所述第二放大器的正向輸入端連接電壓輸出端，負向輸入端接所述第一放大器的輸出端；

所述第一補償電容的一端接所述第一放大器的輸出端，另一端接地；

所述第二補償電容的一端接所述第二放大器的輸出端，另一端接所述電壓輸出端；

所述可變電阻裝置具有電阻調節端、第一輸入端、第一輸出端，所述電阻調節端接所述第二放大器的輸出端，所述第一輸入端接輸入電壓端，所述第一輸出端接所述電壓輸出端；

所述電阻反饋網絡具有第二輸入端、第二輸出端、分壓信號輸出端，所述第二輸入端連接所述電壓輸出端，所述第二輸出端接地，所述分壓信號輸出端接所述第一放大器的負向輸入端；

所述負載模塊的一端連接所述電壓輸出端，另一端接地。

如圖3所示，所述第一放大器包括第一偏置電流源IB1、第一P型MOS管、第二P型MOS管、第一N型MOS管、第二N型MOS管；

所述第一偏置電流源IB1的輸出端與所述第一P型MOS管的源極、第二P型MOS管的源極分別連接，輸入端與電源連接；

所述第一P型MOS管的漏極接所述第一N型MOS管的漏極，柵極作為所述第一放大器的正向輸入端；

所述第二P型MOS管的漏極接所述第二N型MOS管的漏極，柵極作為所述第一放大器的負向輸入端；

所述第一N型MOS管的柵極與自己的漏極連接，源極接地；

所述第二N型MOS管的漏極作為所述第一放大器的輸出端，柵極接所述第一N型MOS管的柵極，源極接地。

如圖4所示，所述第二放大器包括第二偏置電流源、第三偏置電流源、偏置電壓源、第三N型MOS管、第三P型MOS管；

所述第二偏置電流源的輸出端接所述第三N型MOS管的漏極，并作為所述第二放大器的輸出端；

第三偏置電流源的輸出端接地，輸入端接所述第三N型MOS管的源極和所述第三P型MOS管的漏極；

所述第三N型MOS管的柵極接所述偏置電壓；

所述第三P型MOS管的源極作為所述第二放大器的正向輸入端，柵極作為所述第二放大器的負向輸入端。

如圖1所示，所述可變電阻裝置為功率管；

所述功率管的漏極作為所述第一輸出端接所述電壓輸出端，柵極作為所述電阻調節端接所述第二放大器的輸出端，源極作為所述第一輸入端接輸入電壓端。

如圖1所示，所述電阻反饋網絡包括第一反饋電阻、第二反饋電阻；

所述第一反饋電阻的一端作為所述第二輸入端連接所述電壓輸出端，另一端作為所述分壓信號輸出端的一側接所述第一放大器的負向輸入端；

所述第二反饋電阻的一端作為所述第二輸出端接地，另一端作為所述分壓信號輸出端的另一側接所述第一放大器的負向輸入端。

如圖1所示，所述負載模塊包括負載電容和負載電阻；

所述負載電容的一端接所述電壓輸出端，另一端接地；

所述負載電阻的一端接所述電壓輸出端，另一端接地。

基于同一發明構思，本發明還提供了一種電源，包括上述的低壓差線性穩壓器電路。

以下為一種低壓差線性穩壓器電路的可選實施例。

如圖2所示，本發明高精度快速響應的低壓差線性穩壓器電路包括第一放大器AMP1、第二放大器AMP2、第一補償電容C1、第二補償電容C2、第一反饋電阻R1、第二反饋電阻R2、功率管PM、負載電容C_L、負載電阻R_L。其中，補償電容C1的一端直接連接到地，采用直接補償的方式。補償電容C2兩端分別接功率管PM的柵極和漏極，采用的是米勒補償方式。

如圖2所示，為圖1中3個環路的示意圖。本發明的低壓差線性穩壓器電路包括3個負反饋控制環路：

第一放大器AMP1、第一補償電容C1、第一反饋電阻R1、第二反饋電阻R2構成了環路Loop1；

第二放大器AMP2、第二補償電容C2、功率管PM、第一反饋電阻R1、第二反饋電阻R2構成了環路Loop2；

第一放大器AMP1、第一補償電容C1、第二放大器AMP2、第二補償電容C2、功率管PM、第一反饋電阻R1、第二反饋電阻R2構成了環路Loop3。

其中，環路Loop2作為主環路控制功率管，具有快速響應的特點，速度比Loop1、Loop3快。環路Loop3的增益級包括了環路Loop1、Loop2的增益級，所以環路Loop3的增益最高，相應的速度也是最慢的。3個環路的增益大小關系為Loop3＞Loop2＞Loop1，響應速度關系為Loop2＞Loop1＞Loop3。通過環路Loop3的高增益級解決了如何提高LDO的輸出電壓精度的技術問題。

本發明LDO環路中主要存在的零極點如下。

其中，R_O1為放大器AMP1的輸出阻抗，R_O2為放大器AMP2的輸出阻抗，g_m為功率管PM的跨導，R_O3為功率管PM的輸出阻抗。

環路Loop1主要包括P₁、P₃這兩個極點，將P₁設置在靠近坐標原點的位置，使得單位增益帶寬內只有P₁這個極點。通過增大AMP1的輸出阻抗和補償電容C1的電容值，很容易實現該環路的穩定。因為P1設置在靠近坐標原點的位置，所以單位增益帶寬很低，AMP1的輸出電壓V_SET變化很緩慢。為了簡化分析，可以將V_SET電壓近似為恒定不變的參考電壓，LDO環路可以簡化為只存在Loop2這一個環路。環路Loop2的極點主要包括P₂、P₃。一般設置P₂為主極點，P₃為次極點，控制好P₃相對單位增益帶寬的位置即可實現環路Loop2的穩定。當LDO的負載電容C_L采用片外電容時，電容值在1nF～10μF范圍內，P₃會向坐標原點靠近，不利于環路的穩定。因此，相比片外電容LDO的應用，本發明在免電容LDO、片內電容LDO的應用中優勢更明顯。

如圖3所示，為圖1中放大器AMP1電路的示意圖。放大器AMP1為最簡單的一級放大器結構。兩個P型MOS管PM1、PM2構成了輸入差分對管，PM1的柵極作為AMP1的正向輸入端，PM2的柵極作為AMP1的負向輸入端。兩個N型MOS管NM1、NM2構成了電流鏡負載，NM2和PM2的漏極作為AMP1的輸出端。該放大器結構簡單，輸出阻抗高，容易實現電容補償。

如圖4所示，為圖1中放大器AMP2電路的示意圖。放大器AMP2為折疊式共源共柵放大器結構。放大器AMP2由P型MOS管PM3、N型MOS管NM3、偏置電流源IB2、偏置電流源IB3組成。P型MOS管PM3的源極作為AMP2的正向輸入端，柵極作為AMP2的負向輸入端。P型MOS管PM3將輸入電壓差轉換為電流，再折疊送給負載N型MOS管NM3、偏置電流源IB2。當折疊點處的電壓V_F變化時，N型MOS管NM3的柵極源極電壓差會迅速變化，改變輸出電壓。所以，放大器AMP2采用這種源極輸入的方式，可以提高環路響應速度，提高LDO的負載響應速度。由于放大器AMP2的正向輸入端接的是P型MOS管PM3的源極，負向輸入端接的是P型MOS管PM3的柵極，當環路穩定后，正向輸入端的電壓會比負向輸入端的電壓高出一個P型MOS管PM3的閾值電壓V_THP，也就是說在放大器AMP2的兩個輸入端之間存在一個大小為V_THP的失調電壓。放大器AMP2的輸出節點為偏置電流源IB2和N型MOS管NM3的漏極，因此為高阻抗輸出。

以上所述僅為本發明的較佳實施例，本領域技術人員知悉，在不脫離本發明的精神和范圍的情況下，可以對這些特征和實施例進行各種改變或等同替換。另外，在本發明的教導下，可以對這些特征和實施例進行修改以適應具體的情況及材料而不會脫離本發明的精神和范圍。因此，本發明不受此處所公開的具體實施例的限制，所有落入本申請的權利要求范圍內的實施例都屬于本發明的保護范圍。