電動機控制裝置的制作方法

文檔序號：7362101閱讀：173來源：國知局

專利名稱：電動機控制裝置的制作方法
技術領域：
本發明涉及用于檢測電流的電流檢測單元和驅動控制電動機的電動機控制裝置，尤其涉及采用1分路電流檢測方式的電動機控制裝置。
背景技術：
為了向電動機提供三相交流電力并對電動機進行矢量控制，需要檢測
U相，V相和W相這3相中2相份的電流(例如U相電流和V相電流)。為了檢測2相份的電流，通常要使用2個電流傳感器(電流互感器等)，但2個電流傳感器的使用導致安裝電動機的系統全體成本提高。
因此，以往，提出了通過l個電流傳感器檢測逆變器和直流電源間的母線電流(直流電流)，根據該檢測的母線電流，檢測2相份的電流的方式。該方式，被稱為1分路電流檢測方式(單分路電流檢測方式)，該方式的基本原理在例如日本國專利第2712470號公報中所述。
圖19表示采用1分路電流檢測方式的以往的電動機驅動系統的全體框圖。逆變器(PWM逆變器)卯2，具備3相具有上臂和下臂的半橋電路，通過根據由控制部卯3提供的三相電壓指令值開關各臂，將來自直流電源 904的直流電壓變換為三相交流電壓。該三相交流電壓被提供給三相永磁體同步式電動機901，驅動控制電動機901。
將連接逆變器902內的各下臂和直流電源904的線路稱為母線913。電流傳感器905，將表示在母線913中流動的母線電流的信號傳遞到控制部903?？刂撇?03，通過在適當的時刻取樣電流傳感器卯5的輸出信號，檢測電壓電平變為最大的相(最大相)的相電流和變為最小的相(最小相) 的相電流，即檢測2相份的電流。如果檢測2相份的電流，則自動地求得逆變器902的三相電流即電動機電流。
在各相的電壓電平能互相充分分幵時，能夠根據上述原理檢測2相份的電流，但如果電壓的最大相和中間相接近或者電壓的最小相和中間相接
近，就不能檢測2相份的電流。并且，包含對于不能檢測這2相份的電流的說明的1分路電流檢測方式的說明，后面在本發明實施方式中進行描述。
因此，在某些以往方法中，在l分路電流檢測方式中，在任意2個相
電壓之差相對較大時，使用當前母線電流信息檢測當前電動機電流，在此差相對較小時，使用過去檢測的母線電流信息推測當前電動機電流(例如，
參照特開2004 — 64903號公報)。
在該以往方法中.事先設定電壓閾值，通過比較此電壓閾值與兩個相電壓之差，判斷此差是相對較大或者較小?？墒?，由于電壓閾值既需要考慮各種因素，又要預先確定具有余裕，因此，在該以往方法中，會產生盡管實際上可以檢測2相份的電流，但是判斷不能檢測2相份的電流的情況。即，不能最大限度利用可以檢測2相份的電流的區間。另外，由于最佳電壓閾值隨電動機的驅動條件而變化，因此，需要對每個驅動條件，預先求出適應各種驅動條件的電壓閾值，設計需要非常費時。

發明內容
因此本發明的目的在于提供，能夠適當地利用能檢測三相電流的區間的電流檢測單元、電動機控制裝置、電動機驅動系統和系統連系系統(系統連系〉只亍厶)。
本發明中的電流檢測單元，其特征在于，具備電流檢測機構，其檢
測在三相式逆變器和直流電源之間流動的電流作為檢測電流；三相電流檢測機構，其用于根據上述檢測電流檢測上述逆變器的三相電流；和判定機構，其根據上述檢測電流，判定注目時刻是否屬于能夠檢測上述三相電流的期間，在由上述判定機構判定上述注目時刻屬于上述期間時，上述三相電流檢測機構檢測上述三相電流。
由此，適當地利用可以檢測三相電流的區間成為可能。另外，由于不需要對每個驅動條件設定適應各種驅動條件的電壓閾值，因此設計的時間縮短。
具體的說，例如上述判定機構，根據上述檢測電流的大小、上述檢測電流的一次差分值或者上述檢測電流的二次差分值，判斷上述注目時刻是否屬于上述期間。
另外具體的說，例如上述判定機構，通過比較上述檢測電流的大小、上述檢測電流的一次差分值或者上述檢測電流的二次差分值，和規定的判定閾值，判斷上述注目時刻是否屬于上述期間，上述判定閾值取上述檢測電流最大值的一半以下的值。
本發明中的電動機控制裝置，具備上述電流檢測單元，由上述逆變器驅動三相式電動機，其特征在于，通過由上述電流檢測單元所進行的上述三相電流的檢測，檢測在上述電動機中流動的電動機電流，根據該電動機電流，通過上述逆變器來控制上述電動機。
另外例如，上述電動機控制裝置，在由上述判定機構判斷上述注目時刻屬于上述期間時，根據在上述注目時刻檢測的上述檢測電流，控制上述電動機，由上述判定機構判定上述注目時刻不屬于上述期間時，根據上述注目時刻的過去檢測出的上述檢測電流，控制上述電動機。
本發明中的電動機驅動系統，其特征在于，具備三相式電動機；驅
動上述電動機的逆變器；和通過控制上述逆變器控制上述電動機的上述電
動機控制裝置。
本發明中的系統連系系統，其特征在于，具備上述電流檢測單元和三相式逆變器，一邊根據檢測的上述三相電流，由上述逆變器將來自上述直流電源的直流電壓變換為三相交流電壓，一邊與外部的三相交流電力系統連系，將根據上述三相交流電壓的三相交流電力提供給負載。通過本發明能夠適當地利用可以檢測三相電流的區間。本發明的意義乃至效果，通過以下所示的實施方式的說明變得更明確。但是，以下實施方式，終究只是本發明的一個實施方式，本發明甚至各構成主要部件的用語的意義，并不局限于以下實施方式所述的內容。

圖1是本發明實施方式中的電動機驅動系統的全體構成框圖。
圖2是表示施加到圖1的電動機上的三相交流電壓的典型例子的圖。圖3是表示將對圖1電動機的通電模式，各通電模式與母線電流之間
的關系作為表格表示的圖。
圖4是表示圖1的電動機中各相電壓的電壓電平和載波信號之間的關
系，以及，與此關系相應的PWM信號和母線電流的波形的圖。
圖5 (a) (d)是圖4各時刻的圖1的電樞線圈周圍的等效電路圖。圖6是將圖1電動機中各種電壓高低關系的組合(模式)和各組合中
檢測的電流相，作為表格表示的圖。
圖7是在圖4上標記用于檢測最小相的相電流的采樣時刻ST1和用于
檢測最大相的相電流的采樣時刻ST2的圖(對應可以檢測期間)。
圖8是在圖4上標記用于檢測最小相的相電流的采樣時刻ST1和用于
檢測最大相的相電流的采樣時刻ST2的圖(對應不可檢測期間)。圖9 (a)是表示檢測的母線電流隨時間的變化的仿真結果的圖。圖9 (b)是表示檢測的母線電流的一次差分值隨時間變化的仿真結果的圖。
圖9 (c)是表示檢測的母線電流的二次差分值隨時間變化的仿真結果的圖。
圖IO是表示對圖1的電動機施加的三相交流電壓的圖，是用于說明指定不可檢測期間的方法的原理的圖。
圖11是表示各時刻中，流經在圖1電樞線圈中流動的電流狀態的圖。
圖12是本發明第1實施例中的電動機驅動系統的詳細框圖。
圖13是圖12電動機的解析模型圖。
圖14是圖12所示的控制部的動作流程圖。
圖15是表示對應于最小相的母線電流(IDC1)的一次差分值隨時間變化，禾B，對應于最大相的母線電流(IDC2)的一次差分值隨時間變化的圖。圖16是用于說明由圖14的步驟S31執行的電流補償處理的一個例子的圖。
圖17 (a)是實際檢測的母線電流隨時間變化的圖。圖17 (b)是表示實際檢測的母線電流的一次差分值隨時間變化的圖。圖17( c )是表示實際檢測的母線電流的二次差分值隨時間變化的圖。圖18是本發明第4實施例相關的系統連系系統的全體構成圖。圖19是采用1分路電流檢測方式的以往電動機驅動系統的整體構成框圖。
具體實施例方式
以下，參照附圖，對本發明的實施方式具體地進行說明。在參照的各圖中，相同部分賦予相同的符號，原則上省略重復對相同部分的說明。后
面說明了第l，第4實施例，首先，對各實施例中通用的事項或者由各實施例參照的事項進行說明。
圖1是本發明實施方式相關的電動機驅動系統的框圖構成圖。圖1的
電動機驅動系統，具備三相永磁體同步電動機K以下只記為"電動機l");
PWM (Pulse Width Modulation)逆變器2 (以下，只稱為"逆變器2"); 控制部3;直流電源4，和電流傳感器5。直流電源4將負輸出端子4b作為低電壓側，向正輸出端子4a和負輸出端子4b之間輸出直流電壓。圖l 的電動機驅動系統采用1分路電流檢測方式。
電動機1具備設置永磁體的轉子6，和設置U相，V相和W相的電樞線圈7u， 7v和7w的定子7。電樞線圈7u， 7v和7w，將中性點14與中心Y型連接。電樞線圈7u， 7v和7w中，中性點14的相反側的非連接端，分別連接在端子12u， 12v和12w上。
逆變器2具備U相用半橋電路，V相用半橋電路和W相用半橋電路。各半橋電路具有一對開關元件。在各半橋電路中，一對開關元件被串聯連接在直流電源4的正輸出端子4a和負輸出端子4b之間，來自直流電源4 的直流電壓被施加到各半橋電路上。
U相用半橋電路，由高電壓側幵關元件8u (以下，也稱為上臂8u) 和低電壓側開關元件9u (以下，也稱為下臂9u)構成。V相用半橋電路，由高電壓側開關元件8v (以下，也稱為上臂8v)和低電壓側開關元件9v (以下，也稱為下臂9v)構成。W相用半橋電路，由高電壓側開關元件 8w (以下，也稱為上臂8w)和低電壓側開關元件9w (以下，也稱為下臂 9w)構成。另外，二極管10u， 10v， 10w， llu， llv和llw分別將從直流電源4的低電壓側向高電壓側的方向作為正方向并聯連接在開關元件 8u， 8v， 8w， 9u， 9v和9w上。各二極管起到作為續流二極管功能。
串聯連接的上臂8u和下臂9u的連接點，串聯連接的上臂8v和下臂 9v的連接點，串聯連接的上臂8w和下臂9w的連接點，分別被連接在端子12u， 12v和12w上。并且，在圖1中，表示了場效應晶體管作為各開
關元件，也可以將這些置換為IGBT (絕緣柵雙極晶體管)等。
逆變器2，根據由控制部3提供的三相電壓指令值，生成針對各相的 PWM信號(脈沖寬度調制信號)，通過將該PWM信號提供給逆變器2內的各開關元件的控制端子(基極或柵極)，從而使各開關元件進行開關動作。由控制部3向逆變器2提供的三相電壓指令值，由U相電壓指令值v u*， V相電壓指令值v7和W相電壓指令值v/構成，由vu、 v/和v^
分別表示U相電壓Vu，V相電壓Vy和W相電壓Vw的電壓電平(電壓值)。
U相電壓Vu， V相電壓Vv和W相電壓Vw，表示從圖1的中性點14看的端子12u， 12v和12w的電壓。逆變器2，根據v二 vv、nvw\控制各開關元件的開(導通)或者關(非導通)。
如果忽略用于防止相同相的上臂和下臂同時接通(on)的無效時間 (deadtime),在各半橋電路中，上臂接通時下臂斷開(off),上臂斷開時下臂接通。以下的說明，是忽略上述無效時間來進行的。
對逆變器2施加的來自直流電源4的直流電壓，通過逆變器2內的各開關元件的開關動作，變換為被PWM調制(脈沖寬度調制)的三相交流電壓。通過對電動機1施加該三相交流電壓，與三相交流電壓相對應的電流在各電樞線圈(7u， 7v和7w)中流動，驅動電動機l。
電流傳感器5，檢測在逆變器2的母線13中流動的電流(以下，稱為 "母線電流")。由于母線電流具有直流成分，也能夠將其解釋為直流電流。在逆變器2中，下臂9U， 9V和9W的低電壓側被共同接線，被連接在直流電源4的負輸出端子4b。下臂9u， 9v和9w的低電壓側被共同接線的配線是母線13，電流傳感器5串聯在母線13上。電流傳感器5向控制部 3傳遞表示檢測出的母線電流(檢測電流)的電流值的信號?？刂撇?，一邊參照電流傳感器5的輸出信號等，一邊生成和輸出上述三相電壓指令值。并且，電流傳感器5，是例如，分路電阻或者電流互感器等。另外，電流傳感器5也可以不設置在連接下臂9u， 9v和9w的低電壓側和負輸出端子4b的配線(母線13)上，而設置在連接上臂8u， 8v和8w的高電壓側和正輸出端子4a的配線上。
這里，使用圖2，圖3，圖4，圖5 (a) (d)和圖6，對母線電流和在各相電樞線圈中流動的相電流的關系等進行說明。將在電樞線圈7u，
7v和7w中流動的電流分別稱為U相電流，V相電流和W相電流，將它
們各自(或者將它們統稱)為相電流(參照圖1)。另外，在相電流中，將
從端子12u， 12v或者12w向中性點14流入的方向的電流的極性作為正，將從中性點14流出方向的電流的極性作為負。
圖2表示對電動機1施加的三相交流電壓的典型例子。該三相交流電壓，是由相互相位分別相差120°且振幅相同的3個正弦波狀的交流電壓形成的。在圖2中，100u， 100v和100w，分別表示應該對電動機1施加的U相電壓，V相電壓和W相電壓的波形。U相電壓，V相電壓和W相電壓各自(或者統稱它們)為相電壓。電動機l中流動正弦波狀電流時，逆變器2的輸出電壓變為正弦波狀。
如圖2所示，U相電壓，V相電壓和W相電壓間的電壓電平的高低關系，隨時間經過而變化。該高低關系由三相電壓指令值決定，逆變器2 根據三相電壓指令值決定對各相的通電模式。圖3將該通電模式作為表格表示。從圖3左側數第1列第3列表示通電模式。第4列在后面進行描述。
通電模式有
U， V和W相下臂全部接通的通電模式"LLL";
W相上臂接通且U和V相下臂接通的通電模式"LLH";
V相上臂接通且U和W相下臂接通的通電模式"LHL";
V和W相上臂接通且U相下臂接通的通電模式"LHH";
U相上臂接通且V和W相下臂接通的通電模式"HLL";
U和W相上臂接通且V相下臂接通的通電模式"HLH";
U和V相上臂接通且W相下臂接通的通電模式"HHL";和
U， V和W相上臂全部接通的通電模式"HHH"(省略了上臂和下臂的符號(8u等)記載)。
圖4表示迸行3相調制時的各相電壓電壓電平和載波信號的關系，以及與此關系相對應的PWM信號和母線電流的波形。各相電壓的電壓電平的高低關系有各種變化，但是為了說明的具體化，圖4注目于圖2所示的某時刻101。即，圖4表示U相電壓的電壓電平最大且W相電壓的電壓電平最小的情況。電壓電平最大的相稱為"最大相"，電壓電平最小的相
稱為"最小相"，電壓電平既不是最大也不是最小的相稱為"中間相"。在圖4所示的狀態中，最大相、中間相和最小相分別變為U相，V相和W
相。在圖4中，符號CS表示與各相電壓電壓電平比較的載波信號。載波
信號變為周期性的三角波信號，其信號周期稱為載波周期。并且，載波周
期遠比圖2所示的三相交流電壓周期短。
進一步參照圖5 (a) (d)對相電流和母線電流的關系進行說明。圖5 (a) (d)是圖4各時刻的電樞線圈周圍的等效電路。
將各載波周期的開始時刻，即載波信號處于最低電平的時刻稱為T0。在時刻T0中，各相上臂(8u， 8v禾n8w)被接通。此時，如圖5 (a)所示，由于變為形成短路電路，處于向直流電源4的電流不能出入的狀態，母線電流變為零。
逆變器2，參照v二 v7和v^比較各相電壓的電壓電平和載波信號。并且，在載波信號的電平(電壓電平)的上升過程中，如果最小相的電壓電平達到與載波信號交叉的時刻T1，則最小相的下臂被接通，如圖5(b) 所示，最小相的電流作為母線電流流動。如圖4所示的例子的情況，從時刻T1到后面所述的時刻T2為止的期間，由于W相的下臂9w變為接通，因此W相電流(極性為負)作為母線電流流動。
并且，如果載波信號的電平上升，中間相的電壓電平達到與載波信號交叉的時刻T 2，變為最大相的上臂接通且中間相和最小相的下臂接通，如圖5 (c)所示，最大相的電流作為母線電流流動。圖4所示的例子的情況，從時刻T 2到達后面所述的時刻T 3的期間，由于U相上臂8u接通且V相和W相的下臂9v和9w接通，因此U相電流(極性為正)作為母線電流流動。
并且，載波信號的電平上升，如果最大相的電壓電平達到與載波信號交叉的時刻T3，變為全部相的下臂接通，如圖5 (d)所示，由于變為形成短路電路，處于向直流電源4的電流不能出入的狀態，母線電流變為零。
時刻T 3和后面所述的時刻T4的中間時刻中，載波信號達到最大電平后，載波信號的電平開始下降。在載波信號的電平的下降過程中，如圖 5 (d)， (c)， (b)和(a)所示的狀態，按該順序到來。g卩，在載波信號的電平的下降過程中，如果將最大相的電壓電平與載波信號交叉的時刻作
為T4，將中間相的電壓電平與載波信號交叉的時刻作為T5，最小相的電壓電平與載波信號交叉的時刻作為T 6，下一個載波周期開始時刻作為T 7，在時刻T4一T5間，時刻T5—T6間，時刻T6—T7間，分別變為與曰寸亥ijT2—T3間，時刻T1—T2間，時刻TO—Tl間相同的通電模式。
因此，例如，如果在時刻T1一T2間或者T5—T6間檢測母線電流，則能夠根據母線電流檢測最小相的電流，如果在時刻T2—T3間或者T4一 T5間檢測母線電流，則能夠根據母線電流檢測最大相的電流。并且，中間相的電流，能夠利用三相電流總和為0而計算得到。圖3的表中的第4 列，以帶有電流極性表示在各通電模式中作為母線電流流動的電流的相。例如，對應圖3的表中第8行的通電模式"HHL"中，W相電流(極性為負)作為母線電流流動。
并且，從載波周期中去除時刻T1和T6之間的期間后的期間，表示對于最小相的PWM信號的脈沖寬度，從載波周期中去除時刻T 2和T 5 之間的期間后的期間表示對于中間相的PWM信號的脈沖寬度，從載波周期中去除時刻T 3和T 4之間的期間后的期間表示對于最大相的PWM信號的脈沖寬度。
舉例說明了 U相為最大相且W相為最小相的情況，但組合最大相，中間相和最小相有6種情況。圖6將該組合作為表格表示。在分別由Vu， Vv和Vw表示U相電壓，V相電壓和W相電壓的情況中，將
Vu〉V^Vw成立的狀態稱為第1模式 Vv〉V^Vw成立的狀態稱為第2模式
v v〉 v w> v u成立的狀態稱為第3模式 v w> v v> v u成立的狀態稱為第4模式 v w〉 v u> v v成立的狀態稱為第5模式 v u> v w> v v成立的狀態稱為第6模式
圖4和圖5 (a) (d)所示的例子，對應第1模式。另外，圖6也表示各模式中被檢測的電流的相。
U相電壓指令值v u*， V相電壓指令值v 7和W相電壓指令值v w*，具體的說，分別作為計數器的設定值CntU， CntV和CntW表示。相電壓越高，就提供越大的設定值。例如，在第l模式中，CntU>CntV〉CntW成立。
設置在控制部3中的計數器(圖中沒有表示)，在每個載波周期中，以時刻TO為基準，從O開始累加計數值。并且，在此計數值達到CntW 的時刻，從W相的上臂8w接通的狀態切換到下臂9w接通的狀態，在此計數值達到Cnt V的時刻，從V相上臂8v接通的狀態切換到下臂9v接通的狀態，在此計數值達到Cnt U的時刻，從U相上臂8u接通的狀態切換到下臂9u接通的狀態。載波信號達到最大電平后，計數值遞減計數，進行相反的切換動作。
因此，在第1模式中，計數器值處于累加狀態中，計數器值達到CntW， CntV和CntU的時刻分別對應時刻Tl， T2禾QT3，在計數器值處于遞減計數的狀態中，計數器值達到CntU， Cnt V和Cnt W的時刻分別對應時刻T4， T5和T6。同樣考慮，在第2模式中，計數器值處于累加計數的狀態中，計數器值達到Cnt W， Cnt U和Cnt V的時刻分別對應時刻T 1 ， T2和T3，計數器值處于遞減計數的狀態中，計數器值達到CntV， Cnt U 和CntW時刻分別對應時刻T4， T5和T6。對于第3 第6模式也一樣。
在本實施方式中，在時刻T5—T6間作為檢測最小相的相電流的裝置，在時刻T2 — T3間作為檢測最大相的相電流的裝置。由ST1表示用于檢測最小相的相電流的采樣時刻，由ST2表示用于檢測最大相的相電流的采樣時刻。
根據上述原理，能夠根據母線電流檢測各相電流，但參照圖4就能夠理解，例如如果最大相和中間相的電壓電平接近，時刻T2 — T3間和T4一 T5間的時間長度變短。通過將來自圖1的電流傳感器5的模擬輸出信號變換為數字信號來檢測母線電流，但是該時間長度如果短到極端，則由于不能確保必需的A/D變換時間或耦合(由開關產生的電流脈動)的收斂時間，不能檢測最大相的相電流。同樣，如果最小相和中間相的電壓電平接近，則不能檢測最小相的相電流。如果不能檢測2相份的電流，就不能再現3相份的相電流，就不能良好地控制電動機1。
以下將起因于3個相電壓中的任意2個相電壓之差小，不能檢測2相份的電流的期間，稱為"不可檢測期間"。另外，以下將不可檢測期間以外的期間，稱為"可以檢測期間"。任意的時刻都屬于可以檢測期間和不
可檢測期間之一。本實施方式的特點在于判斷該不可檢測期間的方法。 (不可檢測期間的判定方法) 對本實施方式中的不可檢測期間的判定方法進行說明。圖7和圖8分
別是在圖4中標記用于檢測最小相的相電流的采樣時刻ST1和用于檢測最大相的相電流的采樣時刻ST2的圖。以下，有時也將采樣時刻ST1和ST2 分別簡單地略記為ST1和ST2。
ST1為從時刻T5經過時間Ta后的吋刻，ST2為從時刻T2經過時間
lA后的時刻?？紤]到由開關產生的母線電流的耦合收斂為止的時間或對電
流傳感器5的模擬輸出信號進行A/D變換時的采樣時間延遲等，能夠在電動機驅動系統設計階段預先設定時間TA。如上所述，三相電壓指令值(v 二 v/和vw*)被作為計數器的設定值CntU， CntV和CntW表達，由計數器的設定值CntU， CntV和CntW確定時刻T2和T5。并且，規定相當于時間TA的計數值。于是，控制部3，能夠根據三相電壓指令值確定各載波周期中的采樣時刻ST1和ST2。
圖7與可以檢測期間對應，在圖7中對應的可以檢測期間中，由于不同的2個相電壓間的電壓電平差比較大，因此能夠正確地檢測母線電流。在圖7中，符號102和103分別表示在ST1中檢測的最小相的相電流和在 ST2檢測的最大相的相電流。
另一方面，圖8對應不可檢測期間，在圖8對應的不可檢測期間中，由于最大相和中間相的電壓電平過于接近，在ST2不能檢測最大相的相電流。在圖8中，符號104表示在ST1檢測的最小相的相電流，而符號105 表示在ST2檢測的與最大相的相電流不同的電流。
圖9 (a)表示在各載波周期的采樣時刻ST2時刻檢測的母線電流隨時間的變化。圖9 (b)表示在各載波周期的采樣時刻ST2檢測的母線電流的一次差分值隨時間的變化。圖9 (c)表示在各載波周期采樣時刻S72
時刻檢測的母線電流的二次差分值隨時間的變化。這里，由IDC2表示采樣
時刻ST2檢測的母線電流。但，圖9 (a)是描繪根據模擬得到的理想的母線電流值的圖，圖9 (b)和(c )，是描繪根據其理想的母線電流值計算出的一次差分值和二次差分值的圖。
圖9 (a)， (b)和(c )每個中，橫軸表示時間，縱軸表示電流值。
母線電流lDC2的最大值，依賴于圖1的直流電源4輸出的直流電壓值等來確定，但考慮將此母線電流lDC2的最大值標準化為1.0。母線電流lDC2取 0 10之間的值?，F在，假設互不相同的時刻t ,， t2， t3， t4， ts和t6。假設時間按時刻t " t2， t3， t4, t5和U時刻的順序經過。并且，假設時刻t ,一t2間，t3-t4間和t5—t6間的各時刻，屬于不能從母線電流Ioc2 檢測最大相的相電流的期間。
在時刻t 2之后時刻t 3之前的期間，屬于可以根據母線電流I DC2檢測最大相的相電流的期間，在此期間內的各采樣時刻ST2，能夠檢測最大相的相電流。對于時刻t 4之后時刻t 5之前的期間等也一樣。
現在，如圖10所示，假設U相電壓從中間相轉變為最大相之后相當于時刻{2，且，U相電壓從最大相轉變為中間相之前相當于時刻t3。另外，假設V相電壓從中間相轉變為最大相之后相當于時刻t4，且，V相電壓從最大相轉變為中間相之前相當于時刻ts。此時，在時刻t2 — t3間，檢測U 相電流iu作為母線電流lDC2，在時刻"一t5間，檢測V相電流iv作為母線電流idc2。
從時刻t2之后，母線電流I DC2增加，在時刻t 2和t 3的大致中間時刻，母線電流I DC2取最大值1.0 。隨著從此中間時刻朝向時刻t 3 ，母線電流I DC2 減少，時刻t3之前的母線電流lDC2約為0.6。并且，在屬于不可檢測期間的時刻t 3，母線電流I DC2變為零。時刻t 3中的載波周期內的采樣時刻ST2，
屬于圖8的時刻T3和T4之間的期間，是由于在此期間內，母線電流IDC2
變為零(也參照圖5 (d))。檢測的母線電流I DC2維持零的期間一直繼續到時刻"為止。在時刻"，為零的母線電流lDC2，在時刻t4之后，陡然升高到約0.6。時刻t4一ts間的母線電流lDC2的變化情況，與時刻t2—t3 間的母線電流I DC2的變化情況一樣。
由于母線電流I DC2如上所述變化，通過監視母線電流I DC2自身的電流值，能夠根據母線電流lDC2區別可以檢測最大相的相電流的期間和不能檢測的期間。另外，在時刻t2等，由于母線電流I DC2陡然變化，通過監視母線電流IDC2的一次微分或者二次微分，也可以進行該區分。
對于各載波周期的采樣時刻ST1檢測的母線電流(以下，由I dc,表示)也一樣。例如，在時刻t2和t3的大致中間的時刻，V相電壓和W相
電壓的電壓電平過于接近，不能根據母線電流lDd檢測最小相的相電流，是由于在此時刻附近，母線電流Iod陡然變化。因此，通過監視母線電流 lDC,自身的電流值，母線電流lDd的一次微分或者二次微分，能夠根據母線電流I DC1區分可以檢測最小相的相電流的期間和不能檢測的期間。母線電流I D。的最大值也與母線電流I DC2的最大值相同，為"1.0"，母線電流I DCI的值取0 10之間的值。
由于母線電流lDC,和lDC2，是以載波周期為采樣周期的離散值，因此母線電流I DC1的一次微分和二次微分，分別通過計算母線電流I DC1的一次差分和二次差分求出，母線電流lDC2的一次微分和二次微分，分別通過計算母線電流I DC2的一次差分和二次差分求出。
假設各載波周期按第l，第2，第3，…，第(n—l)和第n個載波周期的順序到來(n為大于3以上的整數)，由I DC1 [n]表示第n個載波周期內的采樣時刻ST1檢測的母線電流I DC1的值。這樣，第n個載波周期的母線電流lDd的一次差分值DA, [n]和二次差分植Db, [n]，由下式(1) 和(2)計算。
DA1 [n] =IDC1[n] —I腦[n—l] (1)
DB1 [n] 二 (IDC1[n] — IDC1[n—l]) — (I DC1 [n—l]一I DC1 [n—2]) (2)
同樣，由I DC2[n]表示第n個載波周期內的采樣時刻ST2檢測的母線電流I DC2的值。這樣，第n個載波周期的母線電流I DC2的一次差分值D A2 [n]和二次差分惶Da2 [n]，由下式(3)和(4)計算。 <formula>formula see original document page 16</formula> (3)
<formula>formula see original document page 16</formula>(4) 由于可以檢測期間，是可以檢測最小相的相電流和最大相的相電流兩
者的期間，控制部3根據母線電流lDd和母線電流lDC2兩者，判斷當前時刻屬于可以檢測期間和不可檢測期間中的哪一個。以下也可以將用于進行該判斷的處理稱為"期間判斷處理"。另外，為了便于說明，以下，將屬
于第n個載波周期內的時刻設為當前時刻。 (第1期間判斷處理)
根據母線電流I Dd和I DC2自身的值，進行期間判斷處理時，通過依次比較檢測的母線電流I DC1和DC2的值與規定的判定閾值TH d，判斷當前
時刻屬于可以檢測期間和不可檢測期間中的哪一個。g卩，滿足下式(5a) 和(5b)兩者時，判斷當前時刻屬于可以檢測期間，不滿足下式(5a)和 (5b)中的任意一個時，判斷當前時刻屬于不可檢測期間。將基于式(5a) 和(5b)的期間判斷處理，稱為第1期間判斷處理。并且，也可以將式(5a) 和(5b)中的運算符號"〉"置換為"》"。
IDC1[n] 〉THD (5a)
IDC2[n] 〉THD (5b)
判定閾值TH d，被設定為比0大的值。優選以母線電流I Da或者IDC2 的最大值(1.0)的一半以下的值為基準，設定判定閾值THD。 g口，可以取 THD《0.5。
參照圖11，対取THd《0.5的依據進行說明。圖11表示圖10的時刻 t3附近的電流狀態。如上所述，將流向中性點14方向的電流的極性作為正，從中性點M流出方向的電流極性為負。在時刻t2和t3的中間時刻， iu， iv和iw，分別變為1.0，一0.5和一0.5。然后，隨著朝向時刻t3，" 從1.0向0.5變化，一方面，i w從一0.5向一1.0變化。另外，隨著朝向時刻13， iv從一0.5向0.5變化。并且，在時刻t3和U的中間時刻，iu， iv 和iw分別變為0.5， 0.5和一1.0。在時刻t 3和1 4的中間時刻，由于U相
電壓和V相電壓的電壓電平相同，不能根據母線電流I DC2檢測相電流，
但即使在時刻t3，由于U相電壓和V相電壓的電壓電平差過小，因此不
能夠根據母線電流I DC2檢測最大相的U相電流，時刻t3中檢測的母線電流lDC2由于時間丁A的存在(參照圖8)變為零。
一方面，在時刻"之前
檢測的母線電流lDa，取1.0 0.5之間且接近0.5的值。
這樣，如果母線電流I DC2表示最大相的相電流，母線電流lDC2應該變為0.5以上，如果母線電流I DC2不能檢測最大相的相電流，母線電流I DC2
變為零(或者大致為零)。因此，判定閾值THD應該設定為0.5以下，如果這樣設定判定閾值THD，能夠良好地判斷當前時刻屬于可以檢測期間和不可檢測期間中哪一個。例如，考慮幅度，取THo為0.3。 (第2期間判斷處理) 在根據母線電流I DC1和I DC2的各自一次差分值進行期間判斷處理時，
通過比較母線電流I Dd和I DC2各自一次差分值和規定的判定閾值THF，
判斷當前時刻屬于可以檢測期間和不可檢測期間中的哪一個。將基于一次差分值的期間判斷處理稱為第2期間判斷處理。對第2期間判斷處理(和后面所述的第3期間判斷處理)的詳情在后面描述的第1實施例中進行說明。
(第3期間判斷處理)
在根據母線電流I Dd和I DC2各自二次差分值進行期間進行判斷處理
時，通過比較母線電流I DC1和I DC2各自二次差分值和規定的判定閾值TH
F，判斷當前時刻屬于可以檢測期間和不可檢測期間中的哪一個。將基于
二次差分值的期間判斷處理稱為第3期間判斷處理。
作為應用上述期間判斷處理的實施例，以下舉例第l，第4實施例進行說明。某實施例(尤其是第l實施例)中所述的事項，只要不矛盾，就可以應用到其他實施例中。 (第1實施例)
首先，對第1實施例進行說明。圖12是第1實施例中的電動機驅動系統的框圖。圖12的電動機驅動系統，具備與圖1所示相同的電動機1，逆變器2，直流電源4和電流傳感器5，并且具備控制部3a?？刂撇?a，是圖1控制部3的1個具體例子，實現控制部3具有的功能?？刂撇?a 中設置了由符號21 26參照的各部位。構成電動機驅動系統的各部位，可以根據需要自由使用電動機驅動系統內生成的全部值。
在對圖12的電動機驅動系統內各部位進行詳細說明之前，進行各種狀態量(狀態變量)的說明和定義等。圖13是電動機1的解析模型圖。圖13表示U相，V相，W相的電樞線圈固定軸。6a是設置在電動機l的轉子6 (參照圖1)上的永磁體。在以與永磁體6a產生的磁通相同速度旋轉的旋轉坐標系中，將永磁體6a產生的磁通的方向作為d軸。另外，將從d軸以電氣角超前90度的相位作為q軸，圖中沒有表示。
另外，在電動機驅動系統中，y軸被定義作為對應d軸的控制方面的軸，3軸被定義作為對應q軸的控制方面的軸。當對電動機l進行矢量控制時，不使用轉子位置檢測用的位置傳感器時，y軸和(5軸被推測作為控制上的推測軸。(5軸是從y軸以電氣角超前90度的軸(圖13中沒有表示)。通常，實施矢量控制，以使y軸和3軸與d軸和q軸一致。d軸和q軸，
是實軸的旋轉坐標系的坐標軸，選定它們為坐^^軸的坐標稱為dq坐標。y 軸和3軸，是控制上的旋轉坐標系的坐標軸，選定它們為坐標軸的坐標稱為yc5坐標。
d軸(和q軸)旋轉，由w表示其旋轉速度。y軸(和J軸)也旋轉，
由We表示其旋轉速度。W和We是電氣角旋轉速度。另外，在dq坐標中，將U相的電樞線圈固定軸作為基準，由^表示d軸的相位。同樣，在yc5 坐標中，將U相的電樞線圈固定軸作為基準，由《e表示y軸的相位。這樣，d軸和y軸的軸誤差A《由，M二^一^表示。將以U相的電樞線圈固定軸為基準的d軸的相位和y軸的相位，稱為轉子位置。
另外，由V a表示從逆變器2向電動機1施加的全部的電動機電壓，由la表示逆變器2向電動機l提供的全部的電動機電流。并且，分別由y
軸電壓v y和軸電壓v 6表示電動機電壓V a的y軸成分和3軸成分，分別由y軸電流i y和3軸電流i 5表示電動機電流I a的y軸成分和軸成分。
分別由y軸電壓指令值v /和c5軸電壓指令值v /表示對于y軸電壓v y 和c5軸電壓v 6的指令值(電壓指令值)。v /和v /分別表示應該跟隨v y 和V3的電壓(電壓值)。
分別由y軸電流指令值i /和3軸軸電流指令值i /表示對于y軸電流i y和S軸電流"的指令值(電流指令值)。i/和i/，分別表示應該跟隨iy 和h的電流(電流值)。
對圖12的電動機驅動系統內的各部位的動作進行說明。電動機電流檢測部21，根據由坐標轉換器25輸出的三相電壓指令值(vu*， vv*，和v w"，指定采樣時刻ST1和ST2，通過在各采樣時刻ST1和ST2采樣來自電流傳感器5的模擬輸出信號并進行A / D變換，檢測母線電流I DC1和I
電動機電流檢測部21，依次根據提供的母線電流I Dd和I DC2，執行
上述的期間判斷處理。即，判斷當前時刻屬于可以檢測期間和不可檢測期
間中的哪一個。判斷當前時刻屬于可以檢測期間時，電動機電流檢測部21，根據三相電壓指令值，指定當前時刻屬于第1 第6模式中的哪一種模式
(參照圖6)，根據指定的模式和當前時刻檢測的母線電流I Dd和IDC2計
算U相電流iu和V相電流iv。算出值被輸出到坐標轉換器22。此時，如
果需要，利用U相電流iu， V相電流iv和W相電流iw的總和為0。后面對本實施例中的期間判斷處理方法和判斷當前時刻屬于不可檢測期間時
的控制部3a的動作說明進行描述，首先，對控制部3a內各部位的動作進
行說明。
坐標轉換器22，根據由位置、速度推定器26 (以下，簡單稱為推算器26)提供的轉子位置^ e將U相電流i 和V相電流i v坐標變換到y (5 軸上，由此計算y軸電流i,和S軸電流i S并輸出。
速度控制部23，通過參照由于設置在控制部3a內部或者外部的旋轉速度指令值產生部(圖中沒有表示)提供的旋轉速度指令值"*和由推定器26提供的旋轉速度"e，使用比例積分控制等，計算并輸出y軸電流指令值i,和S軸電流指令值i/，以使速度偏差("*—"e)收斂于零。
電流控制部24，通過參照由速度控制部23計算的i /和i /以及來自坐標轉換器22的"和"，使用比例積分控制等，計算并輸出y軸電壓指令值v/和3軸電壓指令值v/，以使電流誤差(i/一i》和(i/ — i5)均收斂于零。
基于由推定器26輸出的轉子位置0 e將由電流控制部24提供的v / 和v /坐標變換到三相的固定坐標軸上，從而計算并輸出三相電壓指令值
(V u*， V 7禾口 V w*)。
推定器26，通過使用來自坐標轉換器22的iy和"以及來自電流控制部24的v /和v /中的全部或者一部分，進行比例積分控制等，推定旋轉速度^e以使d軸和y軸之間的軸誤差A0 (參照圖13)收斂于零，通過積
分所推定的旋轉速度O)e，推定轉子位置6e。作為轉子位置入和旋轉速度 We的推定方法，以前各種方法被提議，推定器26也可以采用眾所周知任
意的方法。例如，可以使用本申請人提出的特開2007—53829號公報中所述的方法。由推定器26推定的轉子位置^被輸出到坐標轉換器22和25，由推定器26推定的旋轉速度w e被輸出到速度控制部23。
逆變器2，通過根據來自坐標轉換器25的三相電壓指令值控制逆變器 2內的各臂的開關，將與由控制部3a生成的指令值(i/和i/等)對應的電動機電流h通過供給到電動機l，驅動電動機l。 (動作流程圖)
參照圖14，對期間判斷處理方法，和根據此處理結果的控制部3a的動作進行說明。圖14是特別著眼于期間判斷處理的圖12的控制部3a的動作流程圖。圖14是采用利用一次差分值的第2期間判斷處理時的動作流程圖。參照圖14的同時，也參照圖15。在圖15中，波形110表示母線電流I DC1的一次差分值隨時間變化，波形120表示母線電流I DC2的一次差分值隨時間變化。在最小相的相電壓和中間相的相電壓之間的電壓電平
差接近的時間區域中，母線電流lDd的一次差分值變動較大，在最大相的相電壓和中間相的相電壓的電壓電平差接近的時間區域中，母線電流idc2
的一次差分值變動較大。
圖14所示的步驟S11 S21和S30的各處理，由圖12的電動機電流檢測部21執行。由步驟S31執行的電流補償處理，通過電動機電流檢測部21，或者由包括電動機電流檢測部21的控制部3a整體進行。由步驟 S11 S21以及S30和S31構成的循環處理，每個載波周期執行1次。
電動機電流檢測部21，導入FLAGp作為表示根據母線電流I dc,是否可以檢測最小相的相電流的標記，導入FLAG2作為表示根據母線電流
lDU是否可以檢測最大相的相電流的標記。標記中的1意味著可以檢測，
標記中的O意味著不可檢測。
在可以檢測期間，在FLAG,和FLAG2中代入初始值1。然后，每當新的載波周期到來，轉移到步驟Sll。在步驟Sll中，根據電流傳感器5 檢測母線電流I。c和lDC2。接著，在步驟S12中，確認FLAG,的狀態，在FLAG產1時，轉移到步驟S13，另一方面，在FLAG!二O時，轉移到步驟S18。在步驟S13中，確認FLAG2的狀態，在FLAG2二1時，轉移到步驟S14，另一方面，FLAG2二0時，轉移到步驟S20。
如上所述，將屬于第n個載波周期的時刻作為當前時刻。第(n—l) 個載波周期屬于可以檢測期間時，由于FLAG,和FLAG2同時變為1,因此轉移到步驟S14。在步驟S14中，判斷母線電流Iod是否急劇減少。這等效于，判斷是否檢測出圖15中的負的尖峰信號111。實際上，在步驟 S14中，判斷是否滿足下式(6a)(并且，如上所述，I DC1 [n]表示第n 個載波周期中的母線電流lDd的值)。判定閾值THp取正的規定值，但參照圖11，根據說明內容能理解，優選設定判定間值THF以滿足THf《0.5。
例如，考慮幅度，將TH F設為0.3。并且，式(6a)中的運算符號"<" 也可以置換為"《"。
DA1 [n] 二Idch [n] —IDC1 [n—l] <—THF (6a) 在步驟S14中，滿足式(6a)時，轉移到步驟S15，不滿足式(6a) 時轉移到步驟S16。檢測圖15中的負的尖峰信號111后，到檢測正的尖峰信號112之前，不能根據母線電流Iod檢測最小相的相電流。因此，在步驟S15中將零代入FLAG，后，轉移到步驟S31。
轉移到步驟S31時，圖12的電動機電流檢測部21判斷當前時刻屬于不可檢測期間，執行用于補償不能檢測電流的處理。將該處理稱為電流補償處理。對于電流補償處理在后面進行描述。在步驟S31中進行電流補償處理后，如果下一個載波周期到來，再次返回步驟Sll。
在步驟S16中，判斷母線電流lDC2是否急劇減少。這等效于判斷是否
檢測圖15中負的尖峰信號121。實際上，在步驟S16中，判斷是否滿足下式(6b)。并且，式(6b)中的運算符號"<"也可以置換為"《"。 DA2 [n] 二Idc2 [n] —IDC2 [n—l] <—THF (6b) 在步驟S16中，滿足式(6b)時，轉移到步驟S17，不滿足式(6b) 時轉移到步驟S30。檢測圖15中的負的尖峰信號121后，到檢測正的尖峰
信號122之前，不能根據母線電流lDC2檢測最大相的相電流。因此，在步
驟S17中將零代入FLAG2后，轉移到步驟S31，進行步驟S31中的處理。轉到步驟S30時，圖12的電動機電流檢測部21判斷當前時刻屬于可以檢測期間，根據由最新的步驟Sll的檢測的母線電流I DC1和I DC2計算U 相電流iu和V相電流iv，將計算值傳送到坐標轉換器22。此后，根據iu 和iv，執行控制部3a內的各部位的動作。g卩，在可以檢測期間，根據母
線電流lDd和lDC2對電動機l進行矢量控制。轉移到步驟S30，進行必要
的處理后，如果下一個載波周期到來，再次返回到步驟Sll。
過去，如果檢測到負的尖峰lll (參照圖15)， FLAG,變為O，從步驟 S12轉移到步驟S18。在步驟S18中，判斷母線電流lD。是否急劇增加。這等效于是否檢測到圖15中的正的尖峰112。實際上，在步驟S18中，判斷是否滿足下式(7a)。并且，也可以將式(7a)中的運算符號"〉"置換為
DA1 [n] =IDC1 [n] —IDC1 [n—l] >THF (7a) 在步驟S18中滿足式(7a)時，由于考慮從不可檢測期間轉移到可以檢測期間，轉移到步驟S19，將l代入FLAG,后，轉移到步驟S30執行步驟S30中的處理。另一方面，在步驟S18中不滿足式(7a)時，由于考慮當前時刻還屬于不可檢測期間，因此轉移到步驟S31執行步驟S31中的處理。
過去，如果檢測到負的尖峰121 (參照圖15)， FLAG2變為0，從步驟 S13轉移到步驟S20。在步驟20中，判斷母線電流IDC2是否急劇增加。這等效于是否檢測到圖15中的正的尖峰信號122。實際上，在步驟S20中，判斷是否滿足下式(7b)。并且，式(7b)中的運算符號">"也可以置換為
DA2 [n] =IDC2 [n] —IDC2 [n-l] > TH F (7b) 在步驟S20中滿足式(7b)時，由于考慮從不可檢測期間轉移到可以檢測期間，因此轉移到步驟S21將1代入FLAG2后，轉移到步驟S30，執行步驟S30中的處理。另一方面，在步驟S20中不滿足式(7b)時，由于考慮當前時刻還屬于不可檢測期間，因此轉移到步驟S31，執行步驟S31 中的處理。
對適用利用母線電流的一次差分值的第2期間判斷處理時的動作流程進行了說明，也可以替代第2期間判斷處理，使用基于母線電流自身值的第l期間判斷處理。使用第l期間判斷處理時，在各載波周期中，檢測母線電流lDd和lDC2，判斷是否滿足上式(5a)和(5b)。并且，滿足式(5a) 和(5b)兩者時，執行步驟S30的處理，不是這樣時，也可以執行步驟 S31的處理。
另外，也可以替代第2期間判斷處理，使用基于母線電流的二次差分值的第3期間判斷處理。由圖9 (a)， (b)禾n (c)能理解，在從可以檢測期間轉移到不可檢測期間時，不僅一次差分值，二次差分值也能觀測到負的尖峰信號，在從不可檢測期間轉移到可以檢測期間時，不僅一次差分值，二次差分值也能觀測到正的尖峰信號。因此，使用第3期間判斷處理時的動作流程，與圖M所示的情況一樣。但是，使用第3期間判斷處理時，在步驟S14， S16， S18和S20中，分別使用二次差分值D引[n]和D B2，替代一次差分值D^ [n]和Dm [n]。 (關于電流補償處理) 對圖14的步驟S31中執行的電流補償處理進行說明。在電流補償處
理中，例如，根據過去檢測的iu和iv計算當前時刻的iu和iv。例如，判
斷第(n—1)個載波周期屬于可以檢測期間，且第n個第(n+6)個載波周期屬于不可檢測期間時，將基于第(n—l)個載波周期檢測的母線電流lDd和lDC2的U相電流iu和V相電流iv，用作第n 第(n+6)個載波周期中的U相電流i u和V相電流i v，來提供給坐標轉換器22。
或者例如，也可以利用特開2004—64903號公報所述的電流補償處理。即例如，當前時刻屬于不可檢測期間時，將對過去檢測的U相電流iu和V 相電流i v進行坐標變換而得到的y軸電流i y和3相電流i &再次使用轉子位置^ e逆變換為U相電流i u和V相電流i v，將由該逆變換得到的U 相電流i u和V相電流i v用作當前時刻的U相電流i u和V相電流i v，來對電動機1進行矢量控制。
或者，例如，在可以檢測期間，保持電壓指令值，在不可檢測期間，也可以使用其保持的電壓指令值。利用該電壓指令值保持的方法，也是實現電流補償處理的方法之一。參照圖16，說明利用保持電壓指令值的方法。現在，假設判斷第(n—l)個載波周期屬于可以檢測期間，且，第n 第 (n+6)個載波周期屬于不可檢測期間，且，第(n+7)個載波周期屬于可以檢測期間。另夕卜，分別由v/[n]和v/[n]表示對應第n個載波周期的v /和v/，分別由ee [n]和coe [n]表示對應第n個載波周期的^和o;e。
此時，根據第(n—l)個載波周期檢測的母線電流I DC1和I DC2求出U 相電流iu和V相電流iv，根據該求出的U相電流iu和V相電流Iv,通過坐標轉換器22，速度控制部23，電流控制部24和推測器的各處理，計算出0e [n—l]和we [n—1]以及v/[n—l]和v/[n—l]。該v/[n—l]和v /[n—l]作為對應第(n—l)個載波周期的v/和v/，提供給坐標轉換器 25。
在第n 第(n+6)個載波周期中，停止iu， iv， iy和i》的計算，將 v/[n—l]和v/[n—l]作為v/和v/提供給坐標轉換器25。在第(n+7) 個載波周期中，根據母線電流I DC1和I DC2求出U相電流i u和V相電流i v，
根據該求出的U相電流iu和V相電流iv，通過坐標轉換器22,速度控制
部23，電流控制部24和推定器26的各處理，計算出V/[n+7^QV/[n+ 7]。該v/[n+7]和v/[n+7]，作為與第(n+7)個載波周期對應的v/和 v/，提供給坐標轉換器25。
在第n 第(n+6)個載波周期中，推定器26暫時停止基于i ,和i s
的^e和We的推定。取而代之，推定器26以^e [n—l]為基準，在不可
檢測期間內假設轉子6以w e [n—l]的旋轉速度繼續旋轉，來推測不可檢測期間內的^e (gP， [n] ^ [n+6])。因此，在不可檢測期間的 we (即，we [n] we [n+6])設定為與O)e [n—1 ]相同。由于在穩定
狀態下，轉子大致以一定速度持續旋轉，因此如上所述，即使推定不可檢
測期間內的^和We，實際損失很少。
在不可檢測期間內保持v/和v/，根據該保持的v/和v/，控制電
動機1的方法，也屬于根據在可以檢測期間中檢測的母線電流來控制電動
機1的方法。這是因為在不可檢測期間，用作v/和v/的v/[n—l]和v/[n
一 1 ]，能夠根據在可以檢測期間中檢測的母線電流求出。 (實際的電流波形)
圖17 (a)， (b)和(c)表示對應圖9 (a)， (b)和(c)的仿真結果的電流的實測結果。圖17 (a)表示實測的母線電流IDC2隨時間變化。圖
17 (b)表示實測的母線電流I DC2的一次差分值隨時間變化。圖17 (c) 表示實測的母線電流I DC2的二次差分值隨時間變化。
與對應圖9(a)等的理想狀態不同，實際上，由矢量控制中使用的電動機參數與真值的誤差和轉子位置的推測誤差等引起，母線電流的電流波形具有變形，但通過上述方法能夠判定不可檢測期間。
與以往相比，存在通過設定2個相電壓之差的電壓閾值，將此差和電壓閾值比較，判斷不可檢測期間的方法。可是，由于電壓閾值，有必要考慮各種主要因素，并且預先規定具有余裕，因此在該以往方法中，實際上產生盡管可以檢測2相份的電流，但是判斷為不能檢測2相份的電流的情況。即，不能最大限度地利用可以檢測2相份的電流的區間。另外，由于最佳的電壓閾值依賴于電動機的驅動條件而變化，因此需要對每個驅動條件，預先求出與各種驅動條件相對應的電壓閾值，設計上需要較多的時間。
另一方面，通過本實施例，由于根據實際上檢測的母線電流能夠實時地判斷不可檢測期間，因此能夠最大限度地利用可以檢測2相份的電流的區間。該結果提高了對于電動機1的控制精度。另外，由于不需要求電壓閾值，因此設計中所需時間縮短。
并且，說明了使用在當前時刻中檢測的母線電流，判斷當前時刻屬于可以檢測期間和不可檢測期間中的哪一個的方法，但可以根據過去的母線電流的檢測結果，進行任意的注目時刻屬于這些中的哪一個的判斷。
在該判斷方法中，利用從不可檢測期間轉移到可以檢測期間的時刻 (以下，稱為第1轉移時刻)和從可以檢測期間轉移到不可檢測期間的時刻(以下，稱為第2轉移時刻)周期性地到來這一點。首先，使用上述方法，判斷各時刻屬于可以檢測期間和不可檢測期間中的哪一個。并且例如，
根據此判斷結果，將連續的第l轉移時刻(例如，圖9(a)的t2， U和U) 依次存儲到圖中沒有表示的存儲器中。
并且，根據存儲的鄰接的第1轉移時刻間(例如t2 — U間)的間隔，
推測下次以后的第1轉移時刻。例如，存儲的連續的第1轉移時刻包括時
刻tF [l]， tF [2]和"[3]時，計算第1轉移時刻tF [1] —tF [2]間的間隔和第l轉移時刻tF [2] —tF [3]間的間隔的平均間隔。并且，根據第1轉移時刻tF [3]推測經過該平均間隔的時刻為下一個第1轉移時刻tF [4]。這里，tF [l]， tF [2]， tF[3]和tp[4]，是按該順序連續地到來的第l轉移時刻。另外，通過平均化2個間隔得到上述的平均間隔，也可以通過平均化3個以上間隔得到。
對于第2轉移時刻也能夠進行同樣的推測處理。如果能夠推定當前時刻以后到來的第l和第2轉移時刻，能夠對任意的注目時刻進行屬于可以檢測期間和不可檢測期間中哪一個的判斷。并且，如果注目時刻屬于可以檢測期間，根據注目時刻的母線電流，檢測注目時刻的相電流，如果注目時刻屬于不可檢測期間，也可以對注目時刻執行上述的電流補償處理。 (第2實施例)
在第1實施例中的電動機驅動系統中，實施d軸和y軸之間的軸誤差 A6收斂于零的矢量控制，即使y軸跟隨d軸的矢量控制，但也可以實施使 y軸跟隨與d軸不同的軸的矢量控制。將對于第1實施例的該變形例，作
為第2實施例。例如，也可以定義如文獻"比田，等2人著，'position Sensorless Vector control for Permanent Magnet Synchronous Motors Based on Maximum Torque Control Frame'，平成18年電気學會産業応用部門大會講演論文集，電気學會産業応用部門，平成18年8月，p.385 38S (I 一385 I一388))"中所述的dm軸，實施使y軸跟隨d m軸的矢量控制。 dm軸是從qm軸以電氣角延遲90度后的軸。qm軸，是方向與實現最大轉矩控制時應該向電動機1提供的電流矢量的方向一致的旋轉軸。應該向電動機1提供的電流矢量，是指由矢量表現應該向電動機1提供的電流。另外，在實現最大轉矩控制時，與方向和應該向電動機l提供的電流矢量的方向一致的旋轉軸相比，也可以將相位進一步超前的旋轉軸作為作為qm軸。
實施使y軸跟隨dm軸的矢量控制時，例如，也可以如下處理。圖12 中的推定器26，使用i y和i <5以及v /和v /中的全部或者一部分，推定d m 軸和y軸之間的軸誤差A &，按照使用比例積分控制，以使軸誤差AS m
收斂于零的方式，推測轉子位置^e和電動機速度We。
(第3實施例)
第1和第2實施例中的電動機驅動系統，進行不使用用于檢測轉子位置的位置傳感器的無位置傳感器矢量控制?？墒?，第1和第2實施例所述的技術，對于設置位置傳感器的情況也是有益的。將設置位置傳感器的電動機驅動系統作為第3實施例。使用位置傳感器時，也可以將第l (或者第2)實施例中的電動機驅動系統，如下那樣變形。
從圖12的電動機驅動系統中去除推定器26，將由位置傳感器檢測的 d軸的相位作為6 e操作，提供給坐標轉換器22和25。該^ e理想地是與圖13的0完全一致。另外，由速度計算用微分器(圖中沒有表示)微分
基于位置傳感器的檢測的0 e，從而算出W e，將此W e提供給速度控制部23。
(第4實施例)
根據上述的母線電流判定不可檢測期間的方法，對于電動機驅動系統以外的系統也可以適用。將該方法應用于系統連系系統的實施例作為第4 實施例。
圖18是第4實施例中系統連系系統的整體構成圖。在圖18的系統連系系統中，使用三相式逆變器將由太陽能電池發電的電力與三相系統相連系。與這種系統連系相關的控制技術，在例如文獻"山田等2人，'電流制御形正弦波電圧連系三相 < > 夕(Current Controlled Type Sinusoidal Voltage Interconnecting Three-Phase Inverter))，，平成19年電気學會全國大會講演論文集，電気學會，平成19年3月，第4分冊，4 — 076, pll5" 中被公開，此文獻的技術也適用于圖18的系統連系系統。
在圖18中，符號304是作為直流電源的太陽能電池。圖18表示太陽能電池304的等效電路。太陽能電池304，根據太陽能能量進行發電，產生直流電壓。其直流電壓，在將負輸出端子304b作為低電壓側，在正輸出端子304a和負輸出端子304b之間產生。正輸出端子304a和負輸出端子304b之間的直流電壓被施加在平滑電容器Cd的兩端子之間，平滑電容器Cd蓄積與該直流電壓相對應的電荷。電壓檢測器306，檢測平滑電容器Cd的兩端子間電壓的電壓值，將檢測值傳送到控制部303。
安裝在圖18的系統連系系統中的逆變器2，也與圖1中的逆變器相同。但是，對圖18的逆變器2的直流電壓由太陽能電池304提供，逆變器2 的3個輸出端子312u， 312v和312w，分別通過連系用電抗器(電感)和屋內配線，連接在連系點330u， 330v和330w上。輸出端子312u， 312v 和312w，在圖1的電動機驅動系統中，分別連接在端子12u， 12v和12w 上的端子。
并且，在輸出端子312u， 312v和312w和連系點330u， 330v和330w 之間插入三相變壓器(變壓器；圖中沒有表示)，也可以使用該三相變壓器進行系統連系。設置該三相變壓器目的在于，逆變器2側和系統側(后面所述的電力系統340側)的絕緣和變壓。另外，u， v和w，一般用作表示三相式電動機中的各相的記號號使用，在如本實施例中說明的系統連系系統中，多使用u， v和w以外的記號(例如，a， b和c)作為表示各相的記號。可是，為了便于說明，使用u， v和w作為表示逆變器2的各相的記號。
符號340是供給三相交流電力的電力系統(系路側電源)?？梢钥紤] 將電力系統340分解為3個交流電壓源340u， 340v和340w，交流電壓源304u， 340v和340w各自以基準點341為基準輸出交流電壓。但是，交流電壓源340u， 340v和340w輸出的交流電壓的相位，相互以電氣角每次錯開120度。
電力系統340，分別由端子342u， 342v和342w輸出以基準點341為基準的交流電壓源340u， 340v和340w的輸出電壓。端子342u， 342v和 342w，分別通過室外配線連接到連系點330u， 330v和330w。
在不同的連系點之間，連接家電產品等的負載。在圖18所示的例中，在連系點330u和330v之間連接作為線性負載的負載335，在連系點330v 和330w之間連接作為非線性負載的負載336。因此，負載335將連系點 330u — 330v間電壓作為驅動電壓被驅動，負載336將連系點330v—330w 間電壓作為驅動電壓被驅動。所謂線性負載是遵從歐姆法則的負載，非線性負載是不遵從歐姆法則的負載。例如，假設包含AC/DC變換器這樣的整流電路的負載作為負載336。
逆變器2，根據由控制部303提供的三相電壓指令值，生成對各相的 PWM信號(脈沖寬度調制信號)，通過將該PWM信號提供給逆變器2內的各開關元件的控制端子(基極或柵極)，使各開關元件進行開關動作。由控制部303向逆變器2提供的三相電壓指令值，由U相電壓指令值v u*， V相電壓指令值v^和W相電壓指令值v丫構成，分別由vj， vv、nVw*
表示U相電壓Vu， V相電壓Vv和W相電壓Vw的電壓電平(電壓值)。并
且，逆變器2根據v二 Vv、nvw*，控制各開關元件的接通(導通)或者斷開(非導通)。
在本實施例中，U相電壓Vu， V相電壓Vv和W相電壓Vw分別指從
具有某固定電位的基準電位點(例如，基準點341)看的端子312u， 312v 和312w的電壓，U相電流iu， V相電流i v和W相電流iw分別指通過端子312u， 312v和312w流動的電流。并且，將從端子312u， 312v或者312w 流出的方向的電流的極性作為正。
通過如上所述構成，進行作為直流電源的太陽能電池304和電力系統 340的系統連系，一邊與電力系統340連系，一邊將與來自逆變器2的三相交流電壓相對應的交流電力提供給負載335和336。
并且，上述的1分路電流檢測方式被應用于圖18的系統連系系統。
電流傳感器305是與圖1的電流傳感器5相同的電流傳感器，檢測母
線313中流動的電流。將該電流稱為母線電流。在逆變器2中，下臂9u， 9v和9w的低電壓側被共同結線，連接在太陽能電池304的負輸出端子 304b上。下臂9u， 9v和9w的低電壓側被共通結線的配線是母線313，電流傳感器305串聯在母線313上。
本實施例中的各相電壓(Vu， Vv和Vw)，與上述電動機驅動系統中的
各相電壓相同，成為正弦波狀且各相電壓間的電壓電平的高低關系隨時間而變化(參照圖2)。該高低關系根據三相電壓指令值確定，逆變器2根據提供的三相電壓指令值確定對各相的通電模式。合計8種通電模式，與電動機驅動系統中的情況(參照圖3)相同。
另外，各相電壓的電壓電平和載波信號的關系，以及與此關系相對應的PWM信號和母線電流的波形，也與電動機驅動系統中的那些情況(參照圖4)相同。另外，最大相，中間相和最小相的組合也與電動機驅動系統在情況一樣，存在6種(參照圖6)。此外，對于基于三相電壓指令值v u*， v/和v^的逆變器2的各臂的開關動作，也與電動機驅動系統中的情況一樣。即，逆變器2比較由Vu、 v/和v-表示的各相電壓的電壓電平和載波信號，根據此比較結果，控制各臂的接通/斷開。
表示由電流傳感器305檢測的母線電流(檢測電流)的電流值的信號，被傳遞到控制部303內存在的電流檢測部(圖中沒有表示)。該電流檢測部，進行與圖12的電動機電流檢測部21相同的動作。§卩，控制部303，根據計算的三相電壓指令值v二 vv、BVw*，確定哪個相是最大相，中間相和最小相的同時，確定釆樣電流傳感器305輸出信號的時刻ST1和ST2 (參照圖6)，根據此時刻得到的母線電流I DC1和I DC2的電流值計算三相電流(iu， U和iw)。
與電動機驅動系統中的情況一樣，各時刻屬于可以檢測期間和不可檢測期間中的哪一個?？刂撇?03，判斷各時刻屬于可以檢測期間和不可檢測期間中的哪一個。該判斷方法，與電動機驅動系統中的情況一樣。艮口，控制部303，根據由電流傳感器305得到的母線電流lDd和lDC2，判斷注目時刻(例如當前時刻)屬于可以檢測期間和不可檢測期間中的哪一個。當然，也可以利用上述第l，第2和第3期間判斷處理中的任意一個。
注目時刻屬于可以檢測期間時，根據注目時刻的母線電流計算三相電
流(iu， iv和ij。此時，控制部303，使用與交流電壓源340u輸出的交
流電壓的相位相一致的U相電壓V u的相位，通過對算出的三相電流進行
坐標變換，計算逆變器2的輸出電流的有效電流成分和無效電流成分(iu， iv和iw，是逆變器2輸出電流的U相，V相和W相軸成分)。并且，為了使平滑電容器Cd兩端子間電壓的電壓值保持期望值且無效電流成分變為零，計算三相電壓指令值v二 v/和v/，將這些提供給逆變器2。
另一方面，注目時刻屬于不可檢測期間時，控制部303執行電流補償處理。作為該電流補償處理，可以挪用第1實施例中所述的電流補償處理。例如，根據過去檢測的三相電流，計算注目時刻的三相電流。例如，判斷第(n—l)個載波周期屬于可以檢測期間，且，第n 第(n+6)個載波周期屬于不可檢測期間時，推定基于第(n—l)個載波周期檢測的母線電流的三相電流作為第n 第(n+6)個載波周期中的三相電流，根據此推測的三相電流生成第n 第(n+6)個載波周期中的三相電壓指令值。 (變形等)
作為上述實施方式的變形例或者注釋事項，以下記為注釋1 注釋4。各注釋中記述的內容，只要不矛盾，可以任意地組合。 (注釋1)
包含上述各種指令值(i/， i/， v/和v/等)和狀態量(iy，"等) 的應該能夠導出的全部值的導出方法是任意的。即，例如，既可以由控制部(3或者3a)內的運算導出這些值，也可以根據事先設定的表格數據導出。
(注釋2)
控制部(3或3a)的功能的一部分或者全部，使用例如安裝在通用微型計算機等中的軟件(程序)來實現。使用軟件實現控制部時，表示控制部各部分構成的框圖變為表示功能框圖的圖。當然，也可以不是軟件，而通過只由硬件，或者軟件和硬件組合，形成控制部。 (注釋3)
在本說明書中，在記述簡化方面，也要通過只有記號(iy等)的記載，表現對應此記號的狀態量(狀態變量)等的情況。即，本說明書中，例如，
"i/'和、軸電流i/'是指相同的量。 (注釋4)
例如，能夠如下考慮。圖12的電動機驅動系統具備電流檢測單元，該電流檢測單元，主要是由電動機電流檢測部21形成。也可以考慮該電
流運算單元中包含坐標轉換器22，速度控制部23，電流控制部24，坐標轉換器25和推定器26內的一部分，另外，也可以考慮包含電流傳感器5。電流檢測單元具備電流檢測機構，三相電流檢測機構和判定機構，這些由電動機電流檢測部21實現。并且，也可以考慮電流檢測機構，由電動機電流檢測部21和電流傳感器5實現。另夕卜，控制部3a作為電動機控制裝置發揮功能。
另外，圖18的系統連系系統中也具備與上述電流檢測單元相同的電流檢測單元。系統連系系統中的電流檢測單元，主要是由圖18的控制部 303內的電流檢測部(圖中沒有表示)形成。也可以考慮該電流檢測單元，包含電流傳感器305。
本發明適用于使用電動機的所有電氣機器。尤其是，適用于冰箱用壓縮機，車載用空調，電動車等。另外，對于系統連系系統等本發明也可以應用。
權利要求
1、一種電流檢測單元，其特征在于，具備電流檢測機構，其檢測在三相式逆變器和直流電源之間流動的電流作為檢測電流；三相電流檢測機構，其用于根據上述檢測電流檢測上述逆變器的三相電流；和判定機構，其根據上述檢測電流，判定注目時刻是否屬于能夠檢測上述三相電流的期間，在由上述判定機構判定上述注目時刻屬于上述期間時，上述三相電流檢測機構檢測上述三相電流。
2、根據權利要求l所述的電流檢測單元，其特征在于，上述判定機構，根據上述檢測電流的大小、上述檢測電流的一次差分值或者上述檢測電流的二次差分值，判斷上述注目時刻是否屬于上述期間。
3、根據權利要求l所述的電流檢測單元，其特征在于，上述判定機構，通過將上述檢測電流的大小、上述檢測電流的一次差分值或者上述檢測電流的二次差分值，與規定的判定閾值進行比較，來判定上述注目時刻是否屬于上述期間，上述判定閾值，取上述檢測電流的最大值的一半以下的值。
4、一種電動機控制裝置，具備權利要求1所述的電流檢測單元，由上述逆變器驅動三相式電動機，通過由上述電流檢測單元所進行的上述三相電流的檢測，來檢測在上述電動機中流動的電動機電流，根據該電動機電流，通過上述逆變器來控制上述電動機。
5、根據權利要求4所述的電動機控制裝置，其特征在于，由上述判定機構判斷上述注目時刻屬于上述期間時，根據在上述注目時刻檢測的上述檢測電流，控制上述電動機，由上述判定機構判定上述注目時刻不屬于上述期間時，根據上述注目時刻的過去檢測出的上述檢測電流，控制上述電動機。
6、一種電動機驅動系統，其特征在于，具備三相式電動機；驅動上述電動機的逆變器；和通過控制上述逆變器來控制上述電動機的權利要求4所述的電動機控制裝置。
7、一種系統連系系統，其特征在于，具備權利要求1所述的電流檢測單元和三相式逆變器，一邊根據檢測出的上述三相電流，由上述逆變器將來自上述直流電源的直流電壓變換為三相交流電壓，一邊與外部的三相交流電力系統連系，向負載供給基于上述三相交流電壓的三相交流電力。
全文摘要
本發明提供一種電流檢測單元以及電動機控制裝置，該電流檢測單元具備電流檢測機構，其檢測流經三相式逆變器和直流電源之間的電流作為檢測電流；三相電流檢測機構，其用于根據上述檢測電流檢測上述逆變器三相電流；和，判定機構，其根據上述檢測電流，判斷注目時刻是否屬于能夠檢測上述三相電流的期間，在由上述判定機構判斷上述注目時刻屬于上述期間時，上述三相電流檢測機構檢測上述三相電流。
文檔編號H02P21/00GK101383584SQ20081021490
公開日2009年3月11日申請日期2008年8月28日優先權日2007年8月29日
發明者山本伸也申請人:三洋電機株式會社

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