專利名稱：同步電動機的驅動系統以及同步電動機的制作方法
技術領域：
本發明涉及同步電動機的驅動系統，特別是涉及適于不使用位置傳感器來估計轉子的磁極位置從而控制同步電動機的轉速、轉矩的同步電動機的驅動系統以及搭載了該驅動系統的同步電動機。
背景技術：
在家電領域、產業設備領域、汽車領域等的技術領域，例如在風扇、泵、壓縮機、傳輸機、升降機等的旋轉速度控制、和轉矩輔助控制、定位控制等中使用電動機驅動裝置。在這些領域的電動機驅動裝置中，廣泛使用其中利用了永久磁鐵的小型且高效率的同步電動機。并且，為了驅動同步電動機，需要電動機的轉子的磁極位置的信息，為此，需要檢測磁極位置的解算儀和霍爾IC等的位置傳感器。然而，近年來，像這樣不使用位置傳感器地進行同步電動機的轉速控制和轉矩控制的被稱作“無傳感器控制”的技術不斷普及。通過該無傳感器控制的實用化，能削減設置位置傳感器所需要的費用(位置傳感器自身的費用和位置傳感器布線所耗的費用)，另外，不需要位置傳感器這一點能得到裝置的小型化、在惡劣的環境中能夠使用等較大的效果。當前，同步電動機的無傳感器控制采用如下等的方式直接檢測由于轉子旋轉而產生的感應電壓(速度起電電壓)來作為轉子的位置信息，從而進行同步電動機的驅動的方式；根據成為對象的電動機的數學式模型來運算估計轉子位置，從而求取的位置估計方式。
但是，無傳感器控制雖然能削減位置傳感器的設置所需的費用，且不需要位置傳感器這一點能起到裝置的小型化、能在惡劣的環境中使用這樣的較大的效果，但在這些無傳感器控制的低速運行時的位置檢測方法中存在較大的課題。具體地，存在如下的課題由于當前實用化的大半的無傳感器控制都是基于同步電動機產生的感應電壓(速度起電電壓)的控制，因此在感應電壓較小的零速度附近(停止狀態)或低速度區域中，感應電壓的檢測靈敏度降低，位置信息會被埋沒在噪聲中。針對這樣的課題，例如如JP特開2009-189176號公報(專利文獻I)那樣，提出了以同步電動機的120度通電控制為基礎的低速度區域中的無傳感器控制方式，即使在感應電壓小的低速度區域，也能對同步電動機進行控制。另外，作為基于同步電動機所產生的感應電壓(速度起電電壓)的無傳感器控制方式，有JP特開平11-341869號公報(專利文獻2)那樣的基于感應電壓的零交叉的方式、JP特開平7-123773號公報(專利文獻3)那樣的將用AD轉換器直接讀取感應電壓的值，根據其變化率來估計轉子位置的方式。專利文獻專利文獻I JP特開2009-189176號公報專利文獻2 JP特開平11-341869號公報專利文獻3 JP特開平7-123773號公報
專利文獻I所記載的技術方案中，雖然能在電動機停止、低速狀態下得到良好的控制性能，但并未示出用于進行轉子方位角的控制、旋轉速度控制的具體的手法。專利文獻
2、專利文獻3所記載的技術方案是與用于切換被120度通電驅動的同步電動機的通電相的定時相關的技術，與旋轉速度和轉子位置的控制系統不相關。例如，作為以速度傳感器來得到速度信息的方式，用計數器對通電相的切換定時間進行測量，根據該時間逆運算出轉子每轉一圈的時間，從而得到速度信息。因而，旋轉速度越低，在速度檢測中就越會伴有滯后，無法提高速度精度，有可能不能較高地設定速度控制響應。

發明內容
本發明目的在于提供一種同步電動機的驅動系統，能在不使用位置傳感器的無傳感器控制的同步電動機系統中，至少從零速度附近到低速度區域實現穩定的位置控制系統、速度控制系統。本發明的代表性的特征在于，依次選擇同步電動機的三相定子繞組中的2相來實施120度通電，此時，利用因轉子位置不同而非通電相的起電電壓發生變化的現象，來基于非通電相的起電電壓得到瞬時的轉子位置信息，另外，根據除此之外得到的位置信息的變化率來得到轉子速度信息。更為優選的是，將非通電相的起電電壓與同步電動機的轉子位置預先建立相關關系，根據檢測出的起電電壓來求取已建立了關聯的轉子位置信息，從而得到瞬時的轉子位
置信息。發明的效果根據本發明，由于從零速度附近到低速度區域，能得到位置信息或速度信息的瞬時的值，因此，能至少在零速度附近到低速度區域實現穩定的位置控制系統、速度控制系統。


圖I是表示本發明的一個實施例的同步電動機的系統的構成圖。圖2是對2相施加脈沖電壓的情況下的說明圖。圖3是伴隨著圖2所示的脈沖施加的非通電相的感應電壓的說明圖。圖4是在通常的PWM時所產生的磁飽和起電電壓的說明圖。圖5是非通電相電壓和正轉閾值的關系的說明圖。圖6是非通電相電壓和轉子相位0d的關系的說明圖。圖7是圖I所示的相位估計器的構成圖。圖8是本發明的其它實施例的同步電動機的系統的構成圖。圖9是圖8所示的速度估計器的構成圖。圖10是本發明的其它的實施例的同步電動機的系統的構成圖。圖11是圖10所示的中高速/模式切換觸發發生器的構成圖。圖12是速度起電電壓波形和通電模式的關系的說明圖。圖13是圖10所示的中高速/速度估計器的構成圖。
圖14是本發明的其它的一個實施例的同步電動機的系統的構成圖。圖15是通電相間的線間電壓波形的說明圖。圖16是圖14所示的非通電相選擇器的構成圖。圖17是非通電相電壓與反轉閾值的關系的說明圖。圖18是圖14所示的電壓指令補正器9的構成圖。圖19是PWM波形例(Λ V = O、V* > O)的說明圖。圖20是PWM波形例(Λ V關O、V* > O)的說明圖。圖21是圖14所示的三相PWM發生器和柵極信號切換器7D的構成圖。
圖22是圖14所示的相位估計器的構成圖。圖23是磁飽和起電電壓和速度起電電壓的關系的說明圖。圖24是本發明的其它的實施例的同步電動機的系統的構成圖。圖25是本發明的其它的實施例的同步電動機的系統的構成圖。圖26是圖25所示的中高速/速度估計器的構成圖。圖27是本發明的其它的實施例的同步電動機的系統的構成圖。圖28是本發明的其它的實施例的同步電動機的系統的構成圖。圖29是電動油壓泵系統的構成圖。圖30是電動油壓泵的動作波形的說明圖。符號的說明I施加指令電壓發生器2控制器3逆變器4同步電動機5PWM 發生器6通電模式決定器7柵極信號切換器8模式切換觸發發生器10非通電相電位選擇器11正轉閾值發生器12比較器20相位估計器31直流電源32逆變器主電路部33輸出預驅動器101位置指令發生器102位置控制器103減法運算器
具體實施例方式下面，使用圖I到圖30來說明本發明的實施方式的同步電動機的驅動系統的構成以及動作。[實施例I]最初，使用圖I來說明本實施方式的同步電動機的驅動系統的整體構成。圖I示出驅動同步電動機4的驅動系統的構成，由如下構成要素構成施加電壓指令發生器1A，其計算對同步電動機4的施加電壓指令<，以使得同步電動機的轉子方位角成為期望的位置；控制器2A，其運算對同步電動機的施加電壓來生成給逆變器的脈沖寬度調制波(PWM)信號；逆變器3A，其接受控制器2的PWM信號，來根據直流電壓產生交流電壓；被上述這些構成所控制的具備三相定子繞組的同步電動機4。逆變器3由如下要素構成向逆變器提供電力的直流電源31、由6個開關元件Sup Swn構成的逆變器主電路部、和驅動逆變器主電路部32的輸出預驅動器33。施加電壓指令發生器IA雖然產生對同步電動機的施加電壓指令V%但是它是位于控制器2A的上 級的控制器。作為該上級的控制器，例如在控制同步電動機4的電流的情況下使用電流控制器，或者在控制旋轉速度情況下使用速度控制器，但由于在本實施例中以進行轉子的相位(轉子位置)的控制為目的，因此，作為位置控制器而動作。不管如何，將相當于該施加電壓指令V*的電壓最終進行脈沖寬度調制(PWM)后施加到同步電動機4。施加電壓指令發生器IA的內部由如下要素構成產生同步電動機4的轉子位置指令的位置指令發生器101、計算與來自控制器2A的位置估計值0dc的偏差的減法運算器102、對給同步電動機4的施加電壓進行修正運算以使得偏差成為零的位置控制器103?？刂破?A在內部具有PWM發生器5，基于位置控制器I的輸出來生成脈沖寬度調制后的PWM波。另外，在通電模式決定器6中，依次輸出決定逆變器主電路部的6種的開關模式的模式指令。在柵極信號切換器7中，基于模式指令來決定逆變器主電路部32的每一個開關元件Sup Swn以何種動作來進行開關，將最終的6個柵極脈沖信號輸出給逆變器3。另外，通電模式決定器6根據模式切換觸發發生器8所產生的信號來依次切換通電模式。模式切換觸發發生器8由如下要素構成基于模式指令來選擇三相的繞組中的非通電相，并對同步電動機的非通電相電壓Vu、Vv、Vw進行采樣的非通電相選擇器10 ;產生相對于同步電動機的非通電相的電壓而成為正轉方向的閾值的電壓的正轉閾值發生器11 ;和比較非通電相的電壓和正轉閾值，產生向正轉方向的模式切換觸發信號的比較器12。作為本發明的特征部分的相位(轉子位置)估計器20根據與通電模式決定器6所決定的模式對應的非通電相的電壓即檢測電位BL來運算估計同步電動機4的轉子位置(角度)θ(1。通過減法運算器102對與估計出的轉子位置(角度)Gd對應的位置信號Qdc進行運算，以使得其與施加電壓指令發生器IA內部的位置指令發生器101所輸出的位置指令Θ dc*—致，基于運算結果，通過位置控制器103來修正施加電壓指令V'接下來，說明本發明的基本動作。成為本發明的基本的120度通電方式是指，從同步電動機的三相的繞組中選擇2個繞組，對選擇的繞組施加電壓來產生轉子的轉矩的方式。并且，該2個繞組的組合為6種，將它們分別定義為通電模式I 6。在此，3個繞組分別被定義為公知那樣的U相、V相、W相。圖2 (a)表不從V相向W相通電的狀態的模式(與后述的模式3對應)，圖2 (b)表示反過來從W相向V相通電的狀態的模式。與此相對，使轉子的方位角進行變化，變化電角度的一個周期份的情況下的非通電相即U相中出現的起電電壓如圖3所示，通過轉子位置可知U相的起電電壓的變化的樣子。 該起電電壓不是速度起電電壓，而是在非通電相即U相，將在V相和W相產生的磁通的變化率的差異觀測為電壓而得到的起電電壓，將其稱作“磁飽和起電電壓”來與速度起電電壓區別。然后，在圖3中可知，實線所示的正脈沖時的非通電相的電壓以及虛線所示的負脈沖時的非通電相的磁飽和起電電壓都比速度起電電壓Emu大。因此，若代替該速度起電電壓而檢測出該非通電相的磁飽和起電電壓，則從同步電動機的旋轉為從零速度附近到低速度區域，都能得到比較大的轉子的位置信號。圖4表示U相、V相以及W相的磁飽和起電電壓、構成逆變器3的開關元件Sup Swn的柵極信號Gup Gwn、同步電動機的旋轉相位角Θ d、還有通電模式。上述的圖2 (a)、(b)所示的電壓脈沖在120度通電的通常的動作中被施加，按照相位角Θ山每隔60度來切換通電的2相。即也是依次切換非通電相。
在圖4中，模式3以及模式6分別與圖2(a)、(b)的狀態等價，由于此時U相為非通電相，因此在粗箭頭處出現磁飽和起電電壓。即，觀測到在模式3中向負方向減少、在模式6中向正方向增加這樣的磁飽和起電電壓。由于切換非通電相是理所當然的，因此在V相為非通電相的情況下，在模式2和模式5，在粗的箭頭處出現磁飽和起電電壓，觀測到在模式2向正方向增加、在模式5向負方向減少這樣的磁飽和起電電壓。同樣地，在W相為非通電相的情況下，在模式I和模式4中，在粗的箭頭處出現磁飽和起電電壓，觀測到在模式I向負方向減少、在模式4向正方向增加這樣的磁飽和起電電壓。在圖5中示出通電模式、非通電相和非通電相的磁飽和起電電壓的關系，可知每當切換通電模式，磁飽和起電電壓反復分別向正方向上升和向負方向減少的樣子。因此，分別預先在正側、負側設定閾值電壓(Vhxp、Vhxn)，能根據該閾值電壓與磁飽和起電電壓的大小關系來產生模式切換的觸發信號。用模式切換觸發發生器8來實現這些動作。由非通電相電位選擇器10選擇與模式對應的非通電相并檢測該相的電位BL(磁飽和起電電壓)。另外，由產生成為正轉方向的閾值的電壓的正轉閾值發生器11來產生正轉/正側基準電壓Vhxp和正轉/負側基準電壓Vhxn0然后，將先前的非通電相的電位BL、和作為閾值的正轉/正側基準電壓Vhxp和正轉/負側基準電壓Vhxn輸入到比較器12中，來進行該些值的比較，在非通電相的電位BL到達閾值的時刻，產生模式切換觸發信號CL并使通電模式進入到正轉方向。以上是用于在零速度附近產生轉矩的基本的動作。接下來，說明本發明的特征部分即相位(轉子位置)估計器20的動作，在非通電相產生的磁飽和起電電壓和轉子位置的關系如圖5所示那樣，以電角度60度的周期來對方位角反復進行單調減少、單調增加。由于在載波頻率的周期內至少對磁飽和起電電壓采樣I次，因此成為對瞬時的值的讀取。實際上每當施加電壓脈沖就進行采樣。因此，在預先建立了該磁飽和起電電壓和轉子位置(角度)的相關關系的情況下，能根據檢測出的電壓來求取轉子位置(角度)。例如，只要在由半導體存儲器構成的數據表中容納與磁飽和起電電壓取得了相關的轉子位置(角度)即可，若配合磁飽和起電電壓的采樣而讀取與該磁飽和起電電壓對應的轉子位置(角度)，則結果上能在較快的時間內獲知轉子位置(角度)。在圖6中示出該磁飽和起電電壓和轉子位置(角度)的關系，圖6(a)是模式I、模式3、模式5的情況的關系，圖6(b)是模式2、模式4、模式6的情況的關系。由于數據表離散地對數據進行處理，因此，只要求取分割成電動機的控制中需要數量的磁飽和起電電壓-轉子位置(角度)的關系即可。由于切換非通電相的角度為從+30° -30°為止的60度，因此，例如若每隔1°而在表中留下刻度，則準備60個“度量”即可。另外，也可以在該“度量”之間通過內插計算來求取轉子位置(角度)。另外，在相位(轉子位置)估計器20中設置模式I、模式3、模式5的情況下的數據表I ;設置模式2、模式4、模式6的情況下的數據表2。
圖7中示出相位(轉子位置)估計器20的構成，數據表201是通電模式為模式I、
3、5時使用的數據表，反之，數據表202是通電模式為模式2、4、6時使用的數據表。該數據表的切換通過開關203來切換，該開關203根據通電模式決定器6所決定的模式信號，在模式1、3、5的情況下選擇數據表I,在模式2、4、6的情況下選擇數據表2。在此，由于切換非通電相的角度為60度，因此，從數據表輸出的相位(轉子位置)Qde也如圖6那樣，是電角度的±30度的范圍。因此，用加法運算器205對每個模式的成為基準的基準相位Θ dm進行加法運算，得到轉子的I個周期份的位置信息即9dc。雖然每個模式的基準相位Θ dm是從基準相位發生器204輸出，但在基準相位發生器204也是按照由通電模式決定器6所決定的模式信號來切換開關，這種情況下，與模式I到模式6對應，輸出6個基準相位0dm(O°、60°、120° ,180° ,240° ,300° )。通過這些動作，根據瞬時的磁飽和電壓值來計算轉子的相位(轉子位置)，由此求取。其結果，不用設置檢測同步電動機4的轉子位置、速度的位置傳感器，就能得到轉子位置信息，能實現轉子的位置控制系統。通過使用該位置控制系統，例如能在閥的方位角控制、簡單的定位控制中應用。另外，雖然用數據表來表現起電電壓和轉子相位的關系，但也可以用一次函數、二次函數等的近似的函數來進行計算。這種情況下雖然與表查詢的手法相比計算時間會變長，但由于旋轉區域為低速，因此認為該計算時間也不會成為大問題。另外，在圖I中,檢測同步電動機4的三相繞組的連接點電位(中性點電位)，但由于基本上以哪個電位為基準都能檢測出非通電相電位，因此并不需要該中性點的電位的連接?；蛘?，即使不進行非通電相的檢測而是觀測該中性點電位的值，也由于磁飽和的影響也在中性點電位產生，因此能得到磁飽和起電電壓。這種情況下，雖然不需要非通電相電位選擇器10等，但由于在檢測中中性點電位的連接成為必需，因此在以下的實施方式中也可以說是完全相同。[實施例2]接下來，使用圖8以及圖9來說明本發明的第2實施方式的同步電動機的速度控制系統。一般，在以120度通電方式為基本的速度控制系統中，作為得到速度信息的方法，用計數器等對通電模式的切換期間(每60度電角度的周期)進行計數，通過運算其測量值的倒數來得到速度信息。因此，在轉速低的情況下，測量會消耗較長的時間，結果，為了得到速度信息而耗時間，使得控制響應顯著變差。特別是在無傳感器控制中進行速度控制的情況下，該檢測滯后成為課題，難以實現高響應化。因此，為了實現高響應下的高精度的速度控制，需要另外在電動機上安裝旋轉速度傳感器，但并不優選。在下面說明的第2實施方式中，提出了解決這樣的問題的技術。圖8所示的實施方式與圖I所示的實施方式不同之處在于施加電壓指令發生器IB作為同步電動機4的旋轉速度控制器Ib發揮功能的點、和新附加了速度估計器21的點。速度估計器21是使用第I實施方式說明的速度估計器20的輸出Θ dc來進行同步電動機的旋轉速度core的運算估計的要素。然后，通過施加電壓指令發生器IB來進行控制，以使得由速度估計器21求得的估 計值《rc與旋轉速度指令ωΖ—致。上述的施加電壓指令發生器IB由如下要素構成輸出同步電動機4的旋轉速度指令ωΖ的速度指令發生器104 ;計算旋轉速度指令ωΖ和速度估計值《rc的偏差的加法運算器102 ;和計算對同步電動機4施加的施加電壓指令V'以使得旋轉速度指令ωΖ和core的偏差成為零。施加電壓指令V*被送到運算對同步電動機的施加電壓來生成對逆變器的脈沖寬度調制波(PWM)信號的控制器2B，基于旋轉速度控制器IB的輸出來制作經過脈沖寬度調制的PWM波。接下來，使用圖9來說明速度控制器21的動作，為了根據位置估計器20得到的轉子相位0dc來導出其速度，只要計算Gdc的變化率即可。因而，基本進行微分運算即可，為了精度更加良好地求取速度，在本實施方式中，導入PLL型的速度估計器21。速度估計器21由加法運算器210、PI控制器211以及積分器212構成，PLL型的速度估計器21運算相位(轉子位置)0dc2作為與在內部由位置估計器20得到的相位(轉子位置)Θ dc不同的狀態量。相位(轉子位置)Θ dc2是獨立的轉子相位(轉子位置)的估計值，PI控制器211進行動作，以使得該相位(轉子位置)與由位置估計器20得到的相位(轉子位置)0dc—致。在此，由于0dc2是積分器的輸出，因此，輸入的物理量成為旋轉速度。因此，通過使相位(轉子位置)0dc和相位(轉子位置)0dc2—致，能使作為中間變量的PI控制器211的輸出與正確的旋轉速度信息一致，因此，通過使用PI控制器211的輸出，能估計轉子的速度ωι·。另外，由于在本實施例中導入了 PLL型的速度估計器21，因此與基于微分運算的速度運算相比，減少了運算誤差，能期待不易受到噪聲影響的效果。由施加電壓指令控制器IB來修正施加電壓指令的值，以使得如此得到的轉子速度估計值《rc和速度指令ωΖ—致，并將修正結果輸出給同步電動機4。在第2實施方式中，由于每當進行同步電動機的旋轉速度估計，都不使用模式切換間隔的測量等，而是根據基于瞬時檢測出的非通電相的磁飽和起電電壓所求取的相位(轉子位置)來獲得那時的速度信息，因此，能在高精度下實現高響應的速度控制系統。[實施例3]接下來，使用圖10到圖13來說明本發明的第3實施方式。在本發明的120度通電方式中，對根據轉子的位置而決定的繞組中的非通電相上所產生的起電電壓(以磁飽和為起因的起電電壓)進行觀測來檢測相位(轉子位置)是基本，若旋轉速度變高，則會產生與旋轉速度成正比的速度起電電壓。并且，轉速越提高，則速度起電電壓也就越變大，速度起電電壓以重疊在磁飽和起電電壓上的形狀產生。由于磁飽和起電電壓是相對于電動機的額定電壓為百分之幾的程度，則若速度上升，則磁飽和起電電壓相對地就會被速度起電電壓埋沒，檢測精度逐漸降低。以下說明的第3實施方式是為了應對這樣的現象，根據電動機的旋轉速度來區分利用基于磁飽和起電電壓的相位(轉子位置)的檢測、和基于與旋轉速度成正比的速度起電電壓的相位(轉子位置)的檢測。圖10表示本實施方式的同步電動機的速度控制系統的控制器2C的框圖構成，通過取代圖8所示的控制器2B而使用該控制器2C，能實現第3實施方式。在圖10中，中高速/模式切換觸發發生器13、開關14a、開關14b、以及中高速/速度估計器22的功能部件是新追加的要素，除此之外的功能部件都與到此為止的實施例中所說明的相同。
在圖10中，作為切換通電模式的信號源，新追加了中高速/模式切換觸發發生器13，該中高速/模式切換觸發發生器13在同步電動機的轉速為中高速時發揮作用?；镜兀鐚＠墨I2記載那樣，根據檢測與轉子的旋轉速度相應的起電電壓的零交叉來進行通電模式的切換。另外，作為中高速區域的速度估計方法，中高速/速度估計器22通過與圖8說明的速度估計器21不同的方法來運算估計同步電動機4的旋轉速度。輸入到通電模式決定器6中的觸發信號成為到此為止的實施例中的模式切換觸發發生器8的信號CL和來自中高速/模式切換觸發發生器13的信號CH這2個，根據旋轉速度，通過開關14a來切換這些觸發信號CL、CH。同樣地，速度估計結果也成為速度估計器21輸出的估計速度orcL和中高速/速度估計器22輸出的估計速度orcH這2個，根據旋轉速度，通過開關14b來切換這些的估計速度orcL、估計速度corcH。開關14a、14b的切換速度在速度判別器15中進行判斷，根據其判斷結果來切換各個開關14a、開關14b。具體地，若估計速度的大小處于預先設定的速度閾值以下即低速區域(包含零速度附近)中，則速度判別器15分別將開關14a、14b切換到L側，若估計速度在閾值以上的中高速區域，則速度判別器15分別將開關14a、14b切換到H側。另外，預先設定的速度閾值根據電動機的規格而任意決定，但作為大概的標準，選擇最高速度的8%到15%程度。圖11表示中高速/模式切換觸發發生器13的框圖構成，其由非通電相選擇器10、零發生器131、比較器133以及觸發控制器132構成。非通電相選擇器10與圖I所示的非通電相選擇器10相同，按照模式指令來選擇非通電的相的電壓，并將其信號BH送到比較器133。比較器133將來自非通電相選擇器10的信號和零發生器131輸出的基準信號( = 0)進行比較，生成成為通電模式切換的根源的信號。觸發控制器132接受來自比較器133的信號，并生成切換模式的觸發信號CH。在圖12中示出基于速度起電電壓的通電模式切換信號的生成方法，同步電動機的各相的速度起電電壓Eou、Eov、Eow相對于轉子相位Qd產生如圖那樣的相位。通過觀測非通電相，能觀測該非通電相的速度起電電壓的零交叉點，按照以該零交叉點為基準，在經過電角度30度份的時間后切換通電模式的方式進行控制。具體地，由非通電相電位選擇器10選擇非通電相，并由比較器133檢測其零交叉，觸發控制器132在相對于該信號設置了電角度30度份的等待時間后，產生模式切換觸發信號CH。接下來，使用圖13來說明中高速/速度估計器22的動作。對中高速/速度估計器22輸入來自圖11所不的非通電相電位選擇器10的非通電相的電位BH,基于該值來運算估計電動機的旋轉速度。如圖13所示，中高速/速度估計器22由信號延遲器221 (標記為1/z)、加法運算器、變化率計算增益223 (標記為Ι/Ts)、零交叉檢測器224、和運算器225構成。在此的速度估計根據速度起電電壓的零交叉附近的變化率來運算，由此求得，這是本發明的特征。下面，說明中高速/速度估計器22進行的速度估計的原理?，F在，用式(I)來表示U相的速度起電電壓Eou。Eou = EmO · sin (cor · t)…(I)
另外，EmO :速度起電電壓的振幅[V]，ωΓ :角速度[rad/s](電角度頻率)。在式(I)中，速度起電電壓的變化率dEou[V/s]為dEou = (d/dt)Eou = cor · cos (ωr · t)…(2)在此，由于速度起電電壓的零交叉附近的變化率為ωΓ · t = 0，或ωΓ · t = ，因此，dEou (O) = cor · EmO... (3)。進而，由于EmO為EmO = cor · Ke... (4)其中，ωΓ :角速度(電角度頻率)，Ke :電動機的發電常數[V/(rad/s)]，因此，根據式⑶、(4)，成為cor = V {dEou(O)/Ke}... (5)即，若能在零交叉附近測量速度起電電壓的變化率，則能通過運算而檢測出同步電動機的旋轉速度ωΓ。圖13所示的中高速/速度估計器22是將上述運算具現化的要素，通過減法運算器222來計算非通電相的電位BH與保持了 I個采樣前的值的信號延遲器221的輸出之間的差分，并將該值成為采樣周期Ts的倒數倍，由此來運算電壓的變化率即dEo。由于在該變化率的運算中只要具有至少I個采樣以上的值的差分來進行運算即可，因此，因條件不同，有時取數個采樣的份的差分會提高精度，但不管怎樣，都需要零交叉附近運算差分。因此，構成為由零交叉檢測器224接受非通電相的電位進行零交叉，來進行上述運算。并且，按照速度起電電壓的變化率即dEo，用運算器225來執行式(5)所示的運算，從而運算速度的估計值orcH。該速度估計方法不同于現有技術那樣通過模式的切換期間的測量、零交叉的間隔的測量來運算速度，是在進行零交叉的瞬間求取旋轉速度。因此，能極力減小相對于速度控制系統的滯后要素，可以期待能使控制系統整體穩定化這樣的效果。以上，根據本發明的第3實施方式，能提供從低速到中高速為止的電動機的驅動系統中的高響應下的高穩定的控制系統。[實施例4]接下來，使用圖14到圖23來說明本發明的第4實施方式。如第3實施方式所說明那樣，在非通電相產生的起電電壓中混合了磁飽和起電電壓、和伴隨著轉子的旋轉的速度起電電壓這2種類的起電電壓。由于2種類的起電電壓的混合在進行位置控制的情況下在精度的提高上存在成為阻礙要因的可能性，因此在第4實施方式中，提出了應對其的技術。圖14是第4實施方式的同步電動機的位置控制系統，取代第I實施方式的圖I的控制器2A而導入圖14所示的控制器2D。本實施方式的基本動作與圖I 7所示的第I實施方式基本相同，但在控制器2D內，追加了電壓指令補正器9、和模式切換觸發發生器8D上不同。在第I實施方式中，對與各通電模式對應的2個相施加電壓，檢測該脈沖施加時的非通電相的磁飽和起電電壓，將其與正轉閾值發生器11的閾值進行比較，由此來產生模式切換觸發信號。與此相對，在本實施方式中，通過導入電壓指令補正器9，從而總是對同步電動機4施加使所施加的電壓為正脈沖、和負脈沖這2種電壓。這種情況下，通電相的2相間的線間電壓波形成為圖15的上段所示的VuV、VVW、Vmi那樣特征性的波形。在模式1、3、5中，正脈沖的寬度比負脈沖的寬度大，反之，在模式2、4、6中，負脈沖的寬度比正脈沖的寬 度大。圖15的下段表示放大了模式3中的線間電壓Vvw的波形，在模式3中，僅在正脈沖(V-W脈沖)產生正轉方向的轉矩，與此相對，在本實施方式中，刻意輸出負脈沖(W-V脈沖)。其結果，施加電壓的平均值成為正方向的電壓，但由于負脈沖而能進行反轉方向的起電電壓的檢測。即，在各個通電模式中，能同時進行正轉和反轉方向的檢測。圖16示出非通電相選擇器IOD的構成圖，非通電相選擇器IOD由如下要素構成按照模式指令，來選擇三相電壓的非通電狀態的相的開關111 ;和對非通電相的電壓、即非通電相的起電電壓進行采樣、保持的采樣保持器112。采樣保持器2具備2個，分別對正脈沖電壓施加時的非通電相起電電壓、和負脈沖電壓施加時的非通電相起電電壓進行采樣，并將各自的值作為信號BL1、BL2而輸出。從而，如圖15所示，基于正脈沖以及負脈沖的到來，來檢測非通電相的起電電壓信號BLl、BL2。如圖14所示，起電電壓信號BL1、BL2分別被賦予給比較器12_1、12_2，來分別與正轉閾值發生器11-1和反轉閾值發生器11-2的正轉閾值以及反轉閾值進行比較，根據與這些閾值的大小關系來判斷通電模式的增減。與第I實施方式不同點在于，追加了反轉閾值發生器11-2及其比較器12-2，使得能進行向反轉方向的通電模式切換。圖17示出負脈沖施加時的通電模式、非通電相、和非通電相的起電電壓的關系，可知與正脈沖的情況(圖5)相比，在負脈沖的情況下產生不同的磁飽和起電電壓，分別反復進行上升、減小的樣子。另外，與正轉的情況相同，對于反轉也是分別在正側、負側設定閾值電壓(Vhyp、Vhyn)，根據該閾值電壓和磁飽和起電電壓的大小關系來產生模式切換(倒退模式的方向)的觸發C2。接下來，對到此為止說明的生成正脈沖、和負脈沖的電壓指令補正器9、PWM發生器柵極信號切換器7D的動作進行說明。圖18(a)是電壓指令補正器9的框圖構成圖，由如下要素構成使輸入的值成為1/2而輸出的增益91 ;反轉所輸入的值的符號的符號反轉器92 ;對輸入信號進行相加的加法運算器93a c ;進行減法運算的減法運算器94 ;輸出逆變器的直流電源的一半的值的VDC/2發生器95 ;和計算在電壓指令中賦予的補正量的AV發生器96。在電壓指令補正器9中，在對通電相的線間電壓施加來自位置控制器A的施加電壓指令V*的同時，若施加電壓指令V*為正，則進行用于施加負脈沖的指令值補正，若施加電壓指令V*為負，則進行用于施加正脈沖的指令值補正。由此，在增益91使施加電壓指令V*暫時為1/2之后，設在該值上加上VDC/2而得到的值為VXO，設將VXO的符號反轉后再加上VDC/2而得到的值為VY0，從而制作新的指令值。VX0、和VYO相當于通電的2相的各自的相電壓指令，在圖18(b)中示出施加電壓指令V*與VXO、VYO的關系。隨著施加電壓指令V*增大，VXO有變大的傾向，反之，VYO有減少的傾向。通過使兩者偏置VDC/2，能輸出正、負兩個方向的電壓。之后，通過加法運算器93c在VXO上加上Λ V，另外，從VYO上減去Λ V，將這些運算值分別作為VXl、VYl而輸出。接下來，使用圖19、圖20來說明AV的加法運算引起的波形的變化。圖19中示出不進行補正的情況(AV = O)的PWM制作的樣子。圖19(a)是電壓指令補正器9內部的值 即VX0、VY0。與此相對，加上補正電壓八￥后的波形成為￥乂1、￥￥1，但由于如圖19(b)所示那樣，由于有Λ V = O的條件，因此VXl和VYl成為與VXO、VYO相等的波形。比較這些VX1、VYl與三角波載波的大小關系，由此來進行PWM脈沖的制作，在圖19(c) (g)中示出該樣子。由于圖19(c)的三角波載波從O到VDC之間變化，因此，將三角波載波的上升周期設為Tcl，將下降周期設為TcO。以比較VXl和三角波載波的結果而得到的波形為圖19(d)的PX，其反轉信號為圖19的PXn。同樣地，比較VYl和三角波載波而得到的結果為圖19(f)的PY，其反轉信號為圖19(g)的PYn。另外，相當于通電相的線間電壓的波形成為PX和PY的差，成為圖19(h)那樣。在該PWM方式中，以載波頻率的2倍的頻率來輸出脈沖串。圖20示出加入了 AV的情況下的PWM制作的樣子。設Λ V是與三角波載波Tcl、TcO的周期同步的圖20(b)那樣的矩形波。其結果，VXUVYl的波形成為圖20(c)那樣，結果，線間電壓波形成為圖20 (h)。如此，能實現本實施例的特征即對線間電壓施加正脈沖、和負脈沖。另外，由于補正后的電壓AV的平均值為零，因此圖20(h)的平均值與圖19(h)的
平均值一致。在圖21中示出PWM發生器柵極信號切換器7D的構成圖，PWM發生器有如下要素構成產生零的零發生器51 ;按照模式指令來選擇各相的電壓指令的開關52u 52w ；比較三相的各電壓指令Vu* Vw*和三角波載波來產生脈沖寬度調制信號的比較器53u 53w ;產生三角波載波的三角波載波發生器54 ;和反轉PWM脈沖的符號的符號反轉器55。另夕卜，脈沖輸出控制器7D由按照模式指令來切換PWM信號的有效/無效的開關71 76構成。接下來，說明這些動作。補正后的電壓指令VXljP VYl是被分配給3相中的任意的2相的電壓指令，這是按照通電模式，通過開關52u 52w來進行切換的。另外，未通電的相(非通電相)為了方便而賦予零，分配零發生器51的信號。如此求取與各模式相應的電壓指令，將它們分別在比較器53u 53w與三角波發生器54的輸出即三角波載波進行比較，生成PWM信號。例如，對PupO、PwpO, PwnO分配圖19,20 中的 PX 或 PYJt PupO、PwpO, PwnO 分配 PXn 或 PYn。另外，PupO, PwpO, PwnO 成為逆變器3中的開關設備Sup、Svp、Swp的各自的柵極信號,Pup0、Pwp0、Pwn0作為Sup、Svp、Swp
的柵極信號而動作。由于這些開關設備的上下的開關通過符號反轉器55而分別成為互補動作，因此就這樣是無法作出非通電相的。因此，與通電模式相應將開關71 76切換為零，強制地使上下設備同時截止。如此，能在直接充分發揮三角波比較的互補功能的狀態下來生成非通電相。接下來，使用圖22來說明本實施例的最大的特征性的部分即相位估計器20D。在圖22中，開關203、基準相位發生器204以及加法運算器205與圖7中的編號相同。在本實施方式中，新加入了輸入2個磁飽和起電電壓即BLl和BL2來運算兩者的差的加法運算器207。數據表即TABLEl和TABLE2具備預先與該BLl和BL2的差分映射的數據。因此，在相位估計器20D中，基于正脈沖施加時的磁飽和起電電壓、和負脈沖施加時的磁飽和起電電壓的差來運算轉子相位。使用圖23來說明該作用，則如前所述，磁飽和起電電壓作為純粹依賴于正轉的位置的值而產生，但由于同時加上了伴隨轉子的旋轉的速度起電電壓，因此轉速越提高，則檢測出的電壓和相位的關系的誤差也就越大。圖23(a)表示旋轉相位以及磁飽和起電電壓、和速度起電電壓，非通電相的起電電壓根據速度而變化，在圖23(b) (d)中示出其樣子。 若是零速度附近的極低速，在如圖23(b)所示，能檢測出純粹的磁飽和起電電壓Vop (正脈沖施加時)、Von (負脈沖施加時)，但隨著速度增加，如圖23 (c)、圖23 (d)所示，加上了依賴于速度Vop、Von的速度起電電壓Em。因此，若能分離或刪除速度起電電壓分量，則能使相位信息變得更正確。因此，根據速度起電電壓與正脈沖施加時的磁飽和起電電壓、和與負脈沖施加時的磁飽和起電電壓的兩者相加的特征，通過減去這些檢測出的值，能使速度起電電壓分量成為無效。圖22的相位估計器22D具有該功能，在相位估計器22D中，用減法運算器207取BLl (正脈沖施加時的磁飽和起電電壓)和BL2 (負脈沖施加時的磁飽和起電電壓)的差，由此，使速度起電電壓無效化，從而可以期待能在更寬的范圍內進行高精度的位置估計的效
果O[實施例5]接下來，使用圖24來說明本發明的第5實施方式。圖24是本實施方式的同步電動機的速度控制系統，是在第4實施方式所說明的位置控制系統中追加了圖9所示的速度估計器21而將整體構筑成速度控制系統的實施方式。由此，由于圖24中的各構成部件與到此為止的實施方式的說明中所說明的部件是相同的構成部件，因此其動作、作用也如前述那樣。然后，將相位估計器20D的相位(轉子位置)0dc輸入到速度估計器21來運算估計轉子速度《rc，該速度估計器21與第2實施方式中說明的圖9相同。如前所述，根據該第5實施方式，由于通過第4實施方式進一步提高了相位估計的精度，因此通過在其中添加速度估計器21，可以得到能實現更高精度的轉速估計的效果。[實施例6]接下來，使用圖25、26來說明本發明的第6實施方式。圖25是本實施方式的同步電動機的速度控制系統，本實施方式能通過將第3實施方式所說明的圖10所示的速度控制系統的控制器2C置換為圖25所示的控制器2F來實現。圖25所示的控制器2F與圖10的控制器2C為基本相同的構成，但使用了第4實施方式(實施例4)中所使用的PWM發生器通電模式決定器6D、柵極信號切換器7D、模式切換觸發發生器8D、電壓指令補正器9、速度判別器15和相位估計器20D。進而，新使用中高速/模式切換觸發的發生器13F?；緞幼骱偷?以及第4實施方式相同，但在中高速/模式切換觸發的發生器13F中存在最大的特征。在圖26中示出中高速/模式切換觸發的發生器13F的框圖構成，該中高速/模式切換觸發的發生器13F基本與圖11所示的第3實施方式進行相同的動作，但輸入到比較器133的起電電壓不同。作為非通電相電位選擇器10D，使用第4實施方式中的圖16所示的非通電相電位選擇器10D，使用正脈沖施加時的起電電壓BLl和負脈沖施加時的起電電壓BL2這2個起電電壓，使用減法運算器134來運算兩者的和?；谠撓嗉又?，在比較器133中進行與來自零發生器131的基準電壓“零”的比較，生成通電模式切換的觸發信號。另外，將該相加值即BH輸入到中高速/速度估計器22，來進行速度估計。如此，能提高中高速區域中的速度精度、位置精度。即，由于在中高速區域中使用了以速度起電電壓為基本的控制，因此磁飽和起電電壓作為外部干擾而使估計精度劣化。因此，通過將正脈沖施加時和負脈沖施加時的起電電壓相加，能排出這些磁飽和 起電電壓的影響，能純粹地僅提取速度起電電壓。因此，根據本發明的第6實施方式，能提供在從零速度附近到高速區域為止的寬的旋轉速度范圍內精度高、穩定高的同步電動機的速度控制系統。[實施例7]接下來，使用圖27來說明本發明的第7實施方式。圖27是本發明的同步電動機的速度控制系統，本實施方式能通過將第6實施方式中的圖25所說明的速度控制系統的控制器2F置換為圖27所示的控制器2G來實現。圖27所示的控制器2G與圖25的控制器2F具有基本相同的構造，但在同步電動機4的端子電壓的檢測部分新添加了可變增益放大器23這一點上不同。此外的構成都與圖25所示的控制器2F相同。如到此為止所述那樣，通過在低速區域進行利用了磁飽和起電電壓的位置估計或者速度估計，在中高速區域進行基于速度起電電壓的位置估計或者速度估計，能實現更聞精度、聞穩定的系統。這些磁飽和起電電壓和速度起電電壓兩者都是在非通電相產生的電壓，但其絕對值的大小不同。由于磁飽和起電電壓是由于磁路的不平衡而產生的電壓，因此相對于電動機額定電壓為百分之幾到百分之十幾的值，與此相對，速度起電電壓在最高速度下是接近于100%的值。因此，為了高精度地檢測兩者，難以使用相同放大率的電子電路，期望按照在利用磁飽和起電電壓時，提高增益來提高精度，反之，在中高速區域中，降低增益的方式進行設定。因此，在本發明的第7實施方式中，在非通電相檢測部的前級設置能使增益可變的可變增益放大器23。若通過使可變增益放大器23的增益與速度判別器15的輸出聯動來變化，來在低速區域設定為高增益，在中高速區域設定為低增益，或者按照依賴于速度成為線性(正比)的方式來設定增益，則能在全部速度區域中得到均勻的檢測精度，能實現在寬的速度范圍內的穩定的速度控制系統。[實施例8]接下來，使用圖28來說明本發明的第8實施方式。圖28是本實施方式同步電動機的驅動系統，本實施方式是在形成于同步電動機主體中的筐體內部安裝到此為止說明的實施方式中的至少I個實施方式的系統的產物，是機械構造部件和電氣構造部件成為一體的機電一體構造。在圖28中的筐體30的內部，收納有到此為止說明的至少任一個實施方式的系統的構成部件即施加電壓指令發生器I、控制器2、逆變器3等的全部，僅將直流電源31和用于交換對同步電動機的指令、動作狀態的通信線引出到外部。如上所述，通過將同步電動機的驅動系統一體化，在能實現小型化的同時，不需要進行布線的繞設布置。另外，本發明的同步電動機驅動系統由于不需要轉子的位置傳感器、速度傳感器，因此能使整體變得更小型。[實施例9]接下來，使用圖29和圖30來說明本發明的電動油壓泵系統。圖29是汽車(機動車)的引擎停止中被驅動的電動油壓泵系統，該系統不僅在引擎空轉地停止時，還在如混 合動力汽車那樣引擎完全停止的汽車中，用在確保對傳動裝置、離合器、剎車的油壓中。在圖29中，參照標號24與到此為止所說明的任意的實施方式的同步電動機驅動系統相同，電動泵241由電動機4和泵242構成。在引擎251停止時，通過電動泵241而產生油壓回路25的油壓，將該油壓送到油壓回路25。在此，油壓回路25由如下等要素構成將引擎251作為動力而驅動的機械性的機械泵252、貯存油的油罐253、防止從機械泵252向電動泵241的回流的防倒流閥254。在現有的電動油壓泵系統中，具備用于將油壓保持在設定值以下的減壓閥255，但本實施方式的系統中能去掉該構成。接下來，使用圖30來說明本實施方式所涉及的電動油壓系統。在引擎251旋轉而機械泵252產生了充分的油壓的期間，電動泵停止，由油機械泵252來生成油壓。在空轉停止等那樣，在引擎251的驅動被停止的同時機械泵252的旋轉降低，由此，機械泵252的噴出壓力開始降低。另一方面，電動泵241起動，通過電動機4而使泵242旋轉，開始生成油壓。在機械泵252和電動泵241的噴出壓逆轉的時間點，防倒流閥254打開，由電動泵241確保油壓。此時，電動泵241的起動期望在停止機械泵252即引擎之前先開始，以使得在機械泵252的油壓在引擎251停止時，在成為電動泵241提供的油壓以下的定時，電動泵的油壓已經成為充分的值，具體地，可以設定在引擎停止指示時，或其前后。另外，即使在引擎251再起動時，由于機械泵252的油壓伴隨著引擎251的旋轉而上升，因此，也可以直到機械泵252的油壓超過了引擎停止中的電動泵241所提供的油壓為止，一直驅動電動泵。例如，可以直到通過引擎251使機械泵252的油壓成為規定值的轉速為止，都驅動電動泵241，或者用從引擎251的再起動開始起的時間等來設定電動泵241的驅動時間。在此，說明現有系統中的減壓閥的動作。作為打開防倒流閥254的條件，需要電動泵241的壓力超過機械泵252的壓力。但是，該壓力因油壓回路的負載條件、溫度條件等而變化，因情況而會對電動泵241側施加過大負載。此時，需要在通過打開減壓閥255來釋放油壓，從而減輕電動泵241的負載。在沒有減壓閥255的情況下，電動機4在低速區域中會出現反轉、失調，不能確保電動泵241的油壓。若該電動泵241的噴出壓失去或者不足，則直到在機械泵252的油壓上升、或再度驅動電動泵來提供噴出壓為止的期間，在空轉停止結束時，對傳動裝置或離合器的油壓不足，車輛的始動會變得延遲，或者產生始動振動。電動機4的失調、停止的原因是因為在現有技術中沒有低速區域中的轉子位置的精度良好的估計技術。當然，雖然安裝轉子位置傳感器就能解決該問題，但這種情況下，傳感器的可靠性的問題、布線和安裝調整作業等又會成為問題。但是，根據本實施方式的同步電動機驅動系統，由于能精度良好地估計轉子位置，因此能實現從停止到高速旋轉區域為止的穩定的電動機的驅動，能有效地抑制失調這樣的問題。在此，根據本實施方式，能在任意的定時實施電動機的轉速估計，能抑制現有的手法那樣的與轉速成正比而在低速旋轉時估計周期變長所引起的控制下的惡化、速度振蕩、負載/目標轉速急變等導致的過調量(以至于電動機停止或過旋轉)。另外，根據本實施方 式，由于能從停止狀態就穩定地驅動電動機，因此還能如圖29那樣去掉減壓閥255，其結果因減壓而引起的電動泵的無謂的動作消失，能提供高效率、靜音的電動油壓系統。
權利要求
1.一種同步電動機的驅動系統，具備逆變器，其與三相同步電動機連接，由多個開關元件構成；和控制器，其選擇所述三相同步電動機的三相繞組中的進行通電的2相，以6種通電模式，通過脈沖寬度調制動作來對所述逆變器進行通電控制，所述同步電動機的驅動系統的特征在于， 所述控制器具備 通電模式切換單元，其檢測所述三相繞組的非通電相的端子電壓、或所述三相同步電動機的定子繞組的連接點電壓中的至少任一者的電壓，基于該檢測出的電壓來依次切換所述通電模式；和 轉子位置信息運算單元，其在所述三相同步電動機的旋轉速度為零速度到低速度的區域，根據檢測出的所述電壓來求取所述三相同步電動機的轉子位置信息。
2.一種同步電動機的驅動系統，具備逆變器，其與三相同步電動機連接，由多個開關元件構成；和控制器，其選擇所述三相同步電動機的三相繞組中的進行通電的2相，以6種通電模式，通過脈沖寬度調制動作來對所述逆變器進行通電控制，所述同步電動機的驅動系統的特征在于， 所述控制器具備 通電模式切換單元，其檢測所述三相繞組的非通電相的端子電位、或所述三相同步電動機的定子繞組的連接點電位即中性點電位中的至少任意一者的電壓，基于該檢測出的電壓來依次切換所述通電模式；和 轉子位置信息運算單元，其在所述三相同步電動機的旋轉速度至少在零速度到低速度的區域中，存儲與所述三相繞組的非通電相的端子電壓、或者所述三相同步電動機的定子繞組的連接點電壓中的至少任一者的電壓預先建立了關聯的轉子位置信息，根據檢測出的所述電壓來求取所存儲的所述轉子位置信息。
3.根據權利要求I所述的同步電動機的驅動系統，其特征在于， 所述轉子位置信息運算單元對檢測出的所述電壓進行函數運算來求取轉子位置信息。
4.根據權利要求2所述的同步電動機的驅動系統，其特征在于， 使由半導體存儲器構成的數據表中存儲與所述三相繞組的非通電相的端子電壓、或者所述三相同步電動機的定子繞組的連接點電壓中的至少任一者的電壓預先建立了關聯的轉子位置信息，從所述數據表中讀取與檢測出的所述電壓對應的轉子位置信息，由此求取轉子位置信息。
5.一種同步電動機的驅動系統，具備逆變器，其與三相同步電動機連接，由多個開關元件構成；和控制器，其選擇所述三相同步電動機的三相繞組中的進行通電的2相，以6種通電模式，通過脈沖寬度調制動作來對所述逆變器進行通電控制，所述同步電動機的驅動系統的特征在于， 所述控制器具備 通電模式切換單元，其檢測所述三相繞組的非通電相的端子電壓、或所述三相同步電動機的定子繞組的連接點電壓中的至少任一者的電壓，基于該檢測出的電壓來依次切換所述通電模式； 轉子位置信息運算單元，其在所述三相同步電動機的旋轉速度為零速度到低速度的區域，根據檢測出的所述電壓來求取所述三相同步電動機的轉子位置信息；和轉子速度信息運算單元，其根據由所述轉子位置信息運算單元求取的多個轉子位置信息來求取所述三相同步電動機的轉子速度。
6.一種同步電動機的驅動系統，具備逆變器，其與三相同步電動機連接，由多個開關元件構成；和控制器，其選擇所述三相同步電動機的三相繞組中的進行通電的2相，以6種通電模式，通過脈沖寬度調制動作來對所述逆變器進行通電控制，所述同步電動機的驅動系統的特征在于， 所述控制器具備 通電模式切換單元，其檢測所述三相繞組的非通電相的端子電壓、或所述三相同步電動機的定子繞組的連接點電壓中的至少任一者的電壓，基于該檢測出的電壓來依次切換所述通電模式； 轉子位置信息運算單元，其在所述三相同步電動機的旋轉速度至少在零速度到低速度的區域中，存儲與所述三相繞組的非通電相的端子電壓、或者所述三相同步電動機的定子繞組的連接點電壓中的至少任一者的電壓預先建立了關聯的轉子位置信息，根據檢測出的所述電壓來求取存儲的所述轉子位置信息；和 轉子速度信息運算單元，其根據由所述轉子位置信息運算單元求取的多個轉子位置信息的變化狀態，來求取所述三相同步電動機的轉子速度。
7.一種同步電動機的驅動系統，具備逆變器，其與三相同步電動機連接，由多個開關元件構成；和控制器，其選擇所述三相同步電動機的三相繞組中的進行通電的2相，以6種通電模式，通過脈沖寬度調制動作來對所述逆變器進行通電控制，所述同步電動機的驅動系統的特征在于， 所述控制器具備 通電模式切換單元，其檢測所述三相繞組的非通電相的端子電壓、或所述三相同步電動機的定子繞組的連接點電壓中的至少任一者的電壓，基于該檢測出的電壓來依次切換所述通電模式；和 轉速運算單元，其保持所檢測出的所述電壓的I個采樣以上之前的值，在檢測出的所述電壓的符號反轉的時間點來運算所保持的所述電壓和本次檢測出的電壓的差分值，根據該差分值來運算所述三相同步電動機的轉速。
8.一種同步電動機的驅動系統，具備逆變器，其與三相同步電動機連接，由多個開關元件構成；和控制器，其選擇所述三相同步電動機的三相繞組中的進行通電的2相，以6種通電模式，通過脈沖寬度調制動作來對所述逆變器進行通電控制，所述同步電動機的驅動系統的特征在于， 所述控制器具備 通電模式切換單元，其檢測所述三相繞組的非通電相的端子電壓、或所述三相同步電動機的定子繞組的連接點電壓中的至少任一者的電壓，基于該檢測出的電壓來依次切換所述通電模式； 電壓指令單元，其對所述6種通電模式中的各模式中的通電相施加使所述同步電動機產生正轉轉矩的極性的脈沖電壓、使所述同步電動機產生反轉轉矩的極性的脈沖電壓的至少一者或兩者；和 轉子位置信息運算單元，其根據所述電壓指令單元進行的脈沖的施加期間中所檢測出的所述電壓，來運算并求取所述三相同步電動機的轉子位置信息。
9.一種同步電動機的驅動系統，具備逆變器，其與三相同步電動機連接，由多個開關元件構成；和控制器，其選擇所述三相同步電動機的三相繞組中的進行通電的2相，以6種通電模式，通過脈沖寬度調制動作來對所述逆變器進行通電控制，所述同步電動機的驅動系統的特征在于， 所述控制器具備 通電模式切換單元，其檢測所述三相繞組的非通電相的端子電壓、或所述三相同步電動機的定子繞組的連接點電壓中的至少任一者的電壓，基于該檢測出的電壓來依次切換所述通電模式； 電壓指令單元，其對所述6種通電模式中的各模式中的通電相施加使所述同步電動機產生正轉轉矩的極性的脈沖電壓、使所述同步電動機產生反轉轉矩的極性的脈沖電壓的至少一者或兩者； 轉子位置信息運算單元，其根據所述電壓指令單元進行的脈沖的施加期間中所檢測出的所述電壓來運算并求取所述三相同步電動機的轉子位置信息；和 轉子速度信息運算單元，其根據所述轉子位置信息運算單元所求取的多個轉子位置信息的變化狀態來求取所述三相同步電動機的轉子速度。
10.根據權利要求8或9所述的同步電動機的驅動系統，其特征在于， 所述轉子位置信息運算單元運算所述正脈沖施加時檢測出的電壓、和所述負脈沖施加時檢測出的電壓的差分值，根據該差分值來運算所述同步電動機的轉子位置信息。
11.根據權利要求9所述的同步電動機的驅動系統，其特征在于， 所述轉子位置信息運算單元運算所述正脈沖施加時檢測出的電壓、和所述負脈沖施加時檢測出的電壓的差分值，根據該差分值來運算所述同步電動機的轉子位置信息， 所述轉子速度信息運算單元根據所述轉子位置信息運算單元求取的轉子位置信息的變化率來運算所述同步電動機的旋轉速度。
12.根據權利要求9所述的同步電動機的驅動系統，其特征在于， 所述轉子位置信息運算單元運算所述正脈沖施加時檢測出的電壓、和所述負脈沖施加時檢測出的電壓的相加值，根據該相加值來運算所述同步電動機的轉子位置信息， 所述轉子速度信息運算單元根據所述轉子位置信息運算單元求取的轉子位置信息的變化率來運算所述同步電動機的旋轉速度。
13.根據權利要求12所述的同步電動機的驅動系統，其特征在于， 所述轉子位置信息運算單元將所述相加值保持I個采樣以上的期間，根據本次求取的相加值、與保持I個采樣以上的過去的所述相加值的差分值來運算所述同步電動機的旋轉速度。
14.根據權利要求9所述的同步電動機的驅動系統，其特征在于， 所述轉子位置信息運算單元由第I轉子位置信息運算單元和第2轉子位置信息運算單元構成，其中所述第I轉子位置信息運算單元運算所述正脈沖施加時所檢測出的電壓和所述負脈沖施加時所檢測出的電壓的差分值，根據該差分值來運算所述同步電動機的轉子位置信息，所述第2轉子位置信息運算單元運算所述正脈沖施加時所檢測出的電壓和所述負脈沖施加時所檢測出的電壓的相加值，根據該相加值來運算所述同步電動機的轉子位置信息， 所述轉子速度信息運算單元由第I轉子速度信息運算單元和第2轉子速度信息運算單元構成，所述第I轉子速度信息運算單元根據所述第I轉子位置信息運算單元所求取的轉子位置信息的變化率來運算所述同步電動機的旋轉速度，所述第2轉子速度信息運算單元根據所述第2轉子位置信息運算單元所求取的轉子位置信息的變化率來運算所述同步電動機的旋轉速度信息， 通過按照所述同步電動機的旋轉速度來進行切換的切換單元來切換所述第I轉子速度信息運算單元和所述第2轉子速度信息運算單元。
15.根據權利要求8或9所述的同步電動機的驅動系統，其特征在于， 電壓檢測單元檢測所述三相繞組的非通電相的端子電壓、或所述三相同步電動機的定子繞組的連接點電壓中的至少一者的電壓，所述電壓檢測單元具備衰減或放大所檢測出的電壓的電壓補正單元，還具備按照所述同步電動機的運轉條件來改變該衰減或放大的倍率的倍率調整單元。
16.—種同步電動機,其特征在于,使逆變器與控制器一體化并固定于三相同步電動機的電動機主體，且具有將所述逆變器以及所述控制器的電源線、和所述控制器的信號線引出到外部的引出線，其中， 所述逆變器與所述三相同步電動機的三相繞組連接，并且由多個開關元件構成， 所述控制器選擇所述三相繞組中的進行通電的2相，以6種通電模式，通過脈沖寬度調制動作來對所述逆變器進行通電控制，并且， 所述控制器具備 通電模式切換單元，其檢測所述三相繞組的非通電相的端子電壓、或所述三相同步電動機的定子繞組的連接點電壓中的至少任一者的電壓，基于該檢測出的電壓來依次切換所述通電模式； 轉子位置信息運算單元，其在所述三相同步電動機的旋轉速度在零速度到低速度的區域中，根據所檢測出的所述電壓來求取所述三相同步電動機的轉子位置信息；和 轉子速度信息運算單元，其根據所述轉子位置信息運算單元所求取的多個轉子位置信息來求取所述三相同步電動機的轉子速度。
17.根據權利要求16所述的同步電動機，其特征在于， 在所述電動機主體一體地固定有液體泵，通過所述三相同步電動機的轉子來驅動所述液體泵。
全文摘要
在不使用位置傳感器的同步電動機中，由于基于同步電動機產生的感應電壓(速度起電電壓)來求取位置，因此，在感應電壓小的零速度附近(停止狀態)或低速度區域中，感應電壓的檢測靈敏度降低，存在位置信息會被噪聲埋沒的課題。在依次選擇同步電動機的三相定子繞組的2相來進行驅動時，檢測對非通電相的感應電壓，預先將該非通電相的感應電壓和轉子位置信息建立關聯，通過根據檢測出的感應電壓來逆運算轉子位置信息，由此進行轉子的位置估計，進而根據該轉子的位置信息的變化率來進行旋轉速度的檢測，從而高精度地實現位置控制和速度控制。
文檔編號H02K19/10GK102969951SQ20121029476
公開日2013年3月13日 申請日期2012年8月17日 優先權日2011年9月1日
發明者巖路善尚, 青柳滋久, 戶張和明, 高畑良一, 羽野誠己 申請人:日立汽車系統株式會社