專利名稱：開關電源電路的制作方法
技術領域：
本發明涉及開關電源電路，特別涉及具有共源共柵(cascode)元件的開關電源電路。
背景技術：
電視機、冰箱、洗衣機等家電產品具備電源電路，該電源電路對交流電壓進行整流以生成穩定的直流電壓，或將直流電壓轉換成電壓不同的直流電壓。電源電路因其變換作用而常被成為變換器。電源電路中具有正激式變換器、反激式變換器、升壓變換器、以及降壓變換器等種類，根據交流電壓、直流電壓、甚至是變換的電壓的組合或所處理的功率而分別使用。在日本專利特開2004 - 194372號公報中揭示了一種升壓變換器電路，該升壓變換器電路通過使一次電源經由電感器及二極管來對輸出電容器進行蓄電，由此生成升壓后的直流輸出電壓。在輸出與直流輸出電壓相對應的控制信號的控制電路中，通過對控制電感器的電流的功率MOSFET的柵極端子進行控制，由此將升壓變換器電路的輸出電壓保持
為一定。在日本專利特開2010 - 130881號公報中揭示了一種具有PFC(Power FactorControl:功率因數調節)電路的開關電源電路。在整流電路的輸出端子和變壓器的初級繞組一側的一個端子之間，串聯連接扼流圈和二極管，用PFC電路來控制流過該扼流圈的電流。PFC電路具有開關元件和電阻，該開關元件和電阻串聯連接在扼流圈及二極管的連接點、與整流電路的輸出一側端子之間。開關元件的開/關是根據開關元件和電阻的連接點的電位、以及輸入了變壓器的初級繞組一側`的電壓的觸發器電路的輸出來控制的。在日本專利特開2011 - 142265號公報中揭示了一種共源共柵連接電路，該共源共柵連接電路由常導通型晶體管和常截止型晶體管構成。常導通型晶體管是氮化物半導體晶體管，常截止型晶體管是硅半導體晶體管。利用這樣的結構，實現了使氮化物半導體晶體管在通常截止的狀態下動作。在以往的開關電源電路中，將開關元件和電阻的連接點的電位反饋至開關元件，對流過扼流圈的電流進行控制。由于扼流圈的電流還經由開關元件流過電阻，因此在電阻上會產生熱損耗。這種熱損耗成為使開關電源電路整體的可靠性下降的原因。例如，在4Arms的電流恒定地流過電阻值為0.2 Ω的電阻的情況下，電阻上產生的熱損耗成為3.21另外，由于存在這樣的發熱元器件(電阻)，因此，難以進行開關電源電路整體的散熱設計。在存在如電解電容器那樣會因溫度上升而導致故障率提高的元器件的情況下，會成為開關電源電路整體的壽命下降的原因。

發明內容
本發明所涉及的開關電源裝置具有:施加輸入電壓的一對輸入節點；將輸出電壓輸出的一對輸出節點；串聯連接在一對輸入節點之間、或一對輸入節點之中的高電位側輸入節點和一對輸出節點之中的高電位側輸出節點之間的線圈和共源共柵元件；以及輸出對共源共柵元件的導通狀態進行控制的驅動信號的控制電路。共源共柵元件具有進行了共源共柵連接的常導通型晶體管和常截止型晶體管。共源共柵元件在驅動信號為第I狀態和第2狀態的情況下，分別被控制為導通狀態和非導通狀態。控制電路按照從常導通型晶體管和常截止型晶體管的中間點輸出的中間點電位，使驅動信號從第I狀態變化為第2狀態。根據本發明，通過將具有高速響應且低損耗的特點的共源共柵元件作為開關元件來使用，能夠謀求變換器的小型化和低損耗化，且能夠實現快速的開關電源電路的異常檢查和保護動作。


圖1是本發明的實施方式I所涉及的開關電源電路的電路圖。圖2是本發明的實施方式I所涉及的共源共柵元件的電路圖。圖3是本發明的實施方式I所涉及的控制電路的電路圖。圖4是表示本發明的實施方式I所涉及的控制電路的動作的時序圖。圖5是本發明的實施方式I的變形例I所涉及的控制電路的電路圖。圖6是表示本發明的實施方式I的變形例I所涉及的控制電路的動作的時序圖。圖7是本發明的實施方式I的變形例2所涉及的控制電路的電路圖。圖8是表示本發明的實施方式I的變形例2所涉及的控制電路的動作的時序圖。圖9是本發明的實施方式I的變形例3所涉及的控制電路的電路圖。圖10是表示本發明的實施方式I的變形例3所涉及的控制電路的動作的時序圖。圖11是本發明的實施方式I的變形例4所涉及的開關電源電路的電路圖。圖12是本發明的實施方式I的變形例4所涉及的控制電路的電路圖。圖13是本發明的實施方式2所涉及的開關電源電路的電路圖。圖14是本發明的實施方式2所涉及的控制電路的電路圖。圖15是本發明的實施方式2的變形例I所涉及的開關電源電路的電路圖。圖16是本發明的實施方式2的變形例I所涉及的控制電路的電路圖。圖17是表示本發明的實施方式2的變形例I所涉及的控制電路的動作的時序圖。圖18是本發明的實施方式3所涉及的開關電源電路的電路圖。圖19是本發明的實施方式3所涉及的控制電路的電路圖。圖20是本發明的實施方式4所涉及的開關電源電路的電路圖。圖21是本發明的實施方式4所涉及的控制電路的電路圖。圖22是本發明的實施方式5所涉及的開關電源電路的電路圖。圖23是本發明的實施方式5所涉及的控制電路的電路圖。圖24是表示本發明的實施方式5所涉及的控制電路的動作的時序圖。
具體實施例方式下面，參照附圖來說明本發明的實施方式。此外，在以下的實施方式的說明中，當提及個數、量值等時，除了有特別記載的情況之外，本發明的范圍并不一定限于該個數、量值等。在實施方式的附圖中，設相同的參考標號或參考編號表示相同部分或相應部分。另夕卜，在實施方式的說明中，對于附有相同參考標號等的部分等，有時不再重復進行說明。[實施方式I]圖1，對本發明的實施方式I所涉及的開關電源電路I的電路圖進行說明。開關電源電路I具有:施加直流輸入電壓Vdc (也有時意味著直流輸入電源Vdc)的低電位側輸入節點NI (下面也稱為輸入節點NI)和高電位側輸入節點N2 (下面也稱為輸入節點N2)；以及輸出對直流輸入電壓Vdc進行降壓后的直流輸出電壓、且與負載6連接的低電位側輸出節點N3(下面也稱為輸出節點N3)和高電位側輸出節點N4 (下面也稱為輸出節點N4)。共源共柵元件CAS的漏極端子D與施加直流輸入電壓Vdc的輸入節點N2連接。輸出節點N3與開關電源電路I的接地電位連接。共源共柵元件CAS的源極端子S與線圈L的一側端子連接，而該線圈L的另一側端子與輸出節點N4連接。與線圈L的一側端子及輸出節點N3分別連接有二極管Di的陰極K和陽極A。在輸出節點N3與N4之間，連接有電容器C和生成輸出電壓監視信號VO (下面作為信號名稱而標注的標號也意味著該信號的值)的輸出電壓監視電路V0M。輸出電壓監視電路VOM具有串聯連接在輸出節點N3與N4之間的電阻Rl和電阻R2，從該連接點輸出對直流輸出電壓進行分壓而得到的值作為輸出電壓監視信號V0。開關電源電路I還具有控制電路10。控制電路10具有輸入端子10_VM、輸入端子10_VS、以及輸入端子10_V0，且分別施加有由共源共柵元件CAS的中間點端子M輸出的中間點電位W、由共源共柵元件CAS的源極端子S輸出的源極電位VS、以及輸出電壓監視信號VO0控制電路10根據施加在這些輸入端子上的信號來生成驅動信號DRV，并輸出到共源共柵元件CAS的柵極端子G。開關電源電路I構成降壓變換器。作為一個示例，在輸入節點NI與N2之間施加40V的直流輸入電壓，將降壓到3V的直流輸出電壓輸出到輸出節點N3與N4之間。另外，在輸入節點NI與N2之間也有時通過二極管橋式電路和線路濾波器而與商用交流電源連接。輸出電壓監視電路VOM將降壓到3V的直流輸出電壓分壓成例如IV左右的電壓，并作為輸出電壓監視信號VO輸出。圖2，對本發明的實施方式I所涉及的共源共柵元件的電路圖進行說明。常導通型晶體管Tr_non例如為高耐壓的JFET ((Junction Field EffectTransistor:結型場效應晶體管)、接型 FET)，或者為 GaNFET ((Gallium Nitride FET:氮化鎵場效應晶體管)、氮化鎵FET)。常截止型晶體管Tr_noff為低耐壓的SiFET ((SiliconField Effect Transistor:娃場效應晶體管)、娃 FET)。常導通型晶體管即JFET或GaNFET在柵極G_non和源極S_non的電位相同的情況下呈導通狀態，在柵極6_11011相對于源極S_non成為負電壓(例如為一 1.5V)的情況下呈非導通狀態。總之，常導通型晶體管Tr_non具有一 1.5V的閾值。這些JFET或GaNFET由于在導通狀態時的漏極一源極之間的電阻即導通電阻較小，且響應速度較快，因此，是一種能以較小的損耗來進行大電流的高速開關的器件。常截止型晶體管即SiFET是具有正的閾值的晶體管。將常導通型晶體管Tr_non和常截止型晶體管Tr_noff通過中間點M進行共源共柵連接而形成共源共柵元件CAS，該共源共柵元件CAS作為一個整體而具有漏極端子D、柵極端子G、源極端子S、以及中間點端子MP，作為具有常截止型晶體管Tr_noff的正的閾值的晶體管進行動作。共源共柵元件CAS的漏極端子D與常導通型晶體管Tr_non的漏極D_non連接，該共源共柵元件CAS的柵極端子G與常截止型晶體管Tr_noff的柵極G_noff連接，該共源共柵元件CAS的源極端子S與常截止型晶體管Tr_noff的源極S_noff及常導通型晶體管Tr_non的柵極G_non連接,該共源共柵元件CAS的中間點端子M與常截止型晶體管Tr_noff的漏極D_noff及常導通型晶體管Tr_non的源極S_non連接。當共源共柵元件CAS的柵極端子G相對于源極端子S的電位為OV時，共源共柵元件CAS呈截止狀態。此時，常截止型晶體管Tr_noff和常導通型晶體管Tr_non同為截止狀態。此時，向漏極端子D施加直流輸入電壓Vdc的40V。另外，當共源共柵元件CAS為截止狀態時，因為二極管Di為導通狀態，所以源極端子S為0V。于是，中間點端子M(即中間點MP)的電位成為1.5V。共源共柵元件CAS在截止狀態時，柵極G_non相對于源極S_non的電位穩定為常導通型晶體管Tr_non的閾值一 1.5V附近的值。由于柵極G_non與源極端子S連接，因此中間點端子M相對于源極端子S如上所述成為1.5V。若將共源共柵源極CAS的柵極端子G相對于源極端子S的電位設定為常截止型晶體管Tr_noff的閾值以上，則常截止型晶體管Tr_noff呈導通狀態，其漏極D_noff的電位基本與源極端子S相等。其結果是，常導通型晶體管Tr_non的柵極G_non相對于源極S_non的電位基本成為0V，由于大于其閾值一 1.5V，因此，常導通型晶體管Tr_non導通。如上所述，共源共柵元件CAS作為具有高耐壓、低導通電阻和高速響應的特征的常截止型晶體管進行動作。參照圖3，對本發明的實施方式I所涉及的控制電路10的電路圖進行說明。另外，圖1的DRV信號控制相對于源極端子S的電位的柵極端子G的電位。因此，雖然嚴格地說DRV信號相對于電路的接地電位是形成相互絕緣的結構，但是此處為了簡化說明而省略絕
緣結構。控制電路10具有差動放大電路AMP、第I保護電路PTVM、輸出電壓判定電路V0D、或門電路ORlO、振蕩器OSCdm INVl、或非門電路NORl、以及驅動信號輸出電路FFl。差動放大電路AMP為由運算放大器OPm、電阻Rm、Rs、Rg、及Rf構成的一般的電路，分別向其輸入端子10_VM以及輸入端子10_VS輸入中間點電位VM以及源極電位VS。運算放大器OPm對共源共柵元件CAS中的相對于源極端子S的中間點電位VM的電位進行放大，并作為中間點一源極間電壓VMS輸出。中間點一源極間電壓VMS的電壓通過如下方法計算。VMS 的電壓=r2/rl* (VM-VS)式中，rl =Rm = Rs, r2 = Rf = Rg，符號“/”以及分別表示除法以及乘法。如上述計算公式所示，中間點一源極間電壓VMS是共源共柵元件CAS的相對于源極端子S的中間點端子M的電壓。當共源共柵元件CAS為截止狀態時，由于相對于接地電位基準的源極電位VS為0V，中間點電位VM為1.5V，因此，中間點一源極間電壓VMS為對1.5V乘以r2/rl的系數后得到的電壓值。當共源共柵元件CAS為導通狀態時，相對于接地電位基準的源極電位VS大致成為40V。另外，中間點電位VM如后所述，成為對源極電位40V加上取決于流過共源共柵元件CAS的電流的電壓后得到的值。
第I保護電路PTVM具有開關SWl、比較器OPl、以及參考電源Vrefl。開關SWl具有輸入端子A、輸入端子B、選擇端子Se、以及輸出端子。根據施加在選擇端子Se上的驅動信號DRV，將施加在輸入端子A或輸入端子B之中的任一個上的信號作為中間點一源極間電壓VMSl輸出。向輸入端子A施加中間點一源極間電壓VMS，向輸入端子B施加接地電位。在驅動信號DRV為高電平的情況下，將中間點一源極間電壓VMS作為中間點一源極間電壓VMSl輸出，在驅動信號DRV為低電平的情況下，將接地電位作為中間點一源極間電壓VMSl輸出。比較器OPl對輸入正端子的中間點一源極間電壓VMSl和輸入負端子的參考電源Vrefl (參考電源Vrefl等也意味著該電源的輸出電壓值。下面也一樣。)進行比較，將其結果作為第I保護信號VMlO輸出。第I保護信號VMlO具有2個值，在中間點一源極間電壓VMSl大于參考電源Vrefl的情況下成為高電平，在中間點一源極間電壓VMSl小于參考電源Vrefl的情況下成為低電平。輸出電壓判定電路VOD具有比較器OPVO和參考電源Vref_V0。比較器OPVO將輸入其正端子的輸出電壓監視信號VO和輸入其負端子的參考電源Vref_V0的電壓進行比較，并將其結果作為輸出電壓控制信號VOC輸出。輸出電壓控制信號VOC具有2個值，在輸出電壓監視信號VO大于參考電源Vref_V0的情況下成為高電平,在輸出電壓監視信號VO小于參考電源Vref_V0的情況下成為低電平。該輸出電壓監視信號VO是具有用輸出電壓監視電路VOM對開關電源電路I的直流輸出電壓進行分壓后得到的值的信號。根據該輸出電壓控制信號V0C，能夠檢測出開關電源電路I的直流輸出電壓超出規定的設定值的情況。此處，輸出電壓判定電路VOD為了將直流輸出電壓保持為一定的值，利用輸出電壓監視信號VO來進行負反饋(反饋控制)。嚴格地說，輸出電壓判定電路VOD進行P(比例)控制或1(積分)控制，相對于目標值和輸出電壓監視信號VO的差分來計算比例常數或積分常數，由此生成輸出電壓控制信號VOC。圖3和其后的附圖中所示出的輸出電壓監視電路VOM中，省略了進行那些P控制或I控制等的電路圖。2輸入或門電路ORlO對第I保護信號VMlO和輸出電壓控制信號VOC進行或運算處理，并作為驅動復位信號VRST輸出。當開關電源電路I的直流輸出電壓超過規定的值時，從輸出電壓判定電路VOD輸出的輸出電壓控制信號VOC從低電平變化為高電平。從2輸入或門電路ORlO輸出的驅動復位信號VRST的值反映了這種變化。驅動信號輸出電路FFl是RS閂鎖型的觸發器，按照輸入到置位端子S及復位端子R的2值輸入信號，從輸出端子Q輸出驅動信號DRV。驅動信號DRV具有2個值，當為高電平時使共源共柵元件CAS為導通狀態，當為低電平時使共源共柵元件CAS為非導通狀態。驅動信號輸出電路FFl的輸出按照施加到置位端子S及復位端子R的輸入信號的上升沿而變化。只要不向置位端子S及復位端子R輸入該輸入信號的上升沿，從輸出端子Q輸出的驅動信號DRV就保持輸出狀態(2個值中的某一個值)。將振蕩器OSC的輸出經由非門INVl及2輸入或非門電路NORl輸入到置位端子S。根據該振蕩器OSC的輸出，驅動信號輸出電路FFl輸出使共源共柵元件CAS呈導通狀態的驅動信號DRV，以增大開關電源電路I的直流輸出電壓。每隔由振蕩器OSC的頻率而確定的規定的周期進行該動作。
非門INVl及2輸入或非門電路NORl是用于使驅動信號輸出電路FFl的置位端子S及復位端子R不同時成為高電平的電路，以驅動復位信號VRST的高電平優先，取消此時的振蕩器的OSC的上升沿。將2輸入或門電路ORlO輸出的驅動復位信號VRST輸入到復位端子R。驅動復位信號VRST具有2個值，當第I保護信號VMlO或者輸出電壓控制信號VOC的至少一個從低電平變化為高電平時，用其上升沿使驅動信號輸出電路FFl復位。利用輸出電壓控制信號VOC將驅動信號輸出電路FFl進行復位的動作是開關電源電路I正常時的動作。利用該動作進行控制，由此使開關電源電路I的輸出電壓成為固定值。另一方面，當開關電源電路I發生異常時，驅動信號輸出電路FFl利用第I保護信號VMlO來復位。根據從共源共柵元件CAS的中間點端子M輸出的中間點電位VM來生成該第I保護信號VMlO。參照圖4，對本發明的實施方式I所涉及的控制電路10的動作進行說明。<正常時的動作>圖4(a)不出了驅動信號輸出電路FFl輸出的驅動信號DRV的波形。驅動信號輸出電路FFl根據在時刻tl產生的振蕩器OSC的輸出，來輸出高電平的驅動信號DRV。利用處于高電平的驅動信號DRV使共源共柵元件CAS呈導通狀態。在時刻t2，若直流輸出電壓成為設定值即3V以上，則圖3所示的輸出電壓監視信號VO的值超過參考電源Vref_V0，輸出電壓控制信號VOC從低電平變化為高電平。將該上升沿傳送到驅動信號輸出電路FFl的復位端子R，驅動信號DRV從高電平變化為低電平，共源共柵元件CAS呈非導通狀態。圖4(b)示出了共源共柵元件CAS的漏極端子D —源極端子S之間的電壓Vds的波形。在從時刻tl到時刻t2的期間，向共源共柵元件CAS的柵極端子G施加相對于源極端子S為15V的電壓，構成共源共柵元件CAS的常截止型晶體管Tr_noff以及常導通型晶體管Tr_non都為導通狀態，漏極端子D —源極端子S之間的電壓Vds大致成為0V。在時刻t2，共源共柵元件CAS成為非導通狀態，其漏極端子D —源極端子S之間的電壓一直上升到接近直流輸入電壓Vdc的40V的值為止。圖4(c)示出了流過線圈L的線圈電流IL的波形。在從時刻tl到時刻t2的期間，電流從開關電源電路I的輸入節點N2經由共源共柵元件CAS流入線圈L。在這期間流入線圈L的電流等于流入共源共柵元件CAS的漏極端子D的漏極電流Id。漏極電流Id呈具有正斜率的直線形的方式從時刻tl時的IOA —直增加到時刻t2時的15A為止。在該從時刻tl到時刻t2的期間，開關電源電路I的直流輸出電壓持續上升。在從時刻t2到時刻t3的期間，由共源共柵元件CAS不向線圈L提供電流。但是，利用線圈L的積蓄能量，由電容器C向二極管Di流過陽極電流la。該陽極電流Ia的值呈直線性地從15A減少至IOA0圖4 (d)示出了圖3所示的差動放大電路AMP所輸出的中間點一源極間電壓VMS的波形。中間點一源極間電壓VMS示出了中間點電位VM相對于共源共柵元件CAS的源極端子S的值。即，輸出在常截止型晶體管Tr_noff流過漏極電流Id的情況下的、輸出源極S_noff與漏極D_noff之間的電壓的測定結果。若在時刻tl共源共柵元件CAS成為導通狀態，則其中間點電位VM的值成為常截止型晶體管Tr_noff的導通電阻與漏極電流之積。所謂導通電阻，是晶體管為導通狀態時的、外表上觀察到的漏極一源極間的電阻值。例如，其導通電阻假定為ΙΟπιΩ。在從時刻tl到時刻t2，設定線圈電流IL從IOA增大到15A。由于中間點一源極間電壓VMS是共源共柵元件CAS的中間點端子M相對于源極端子S的電位，因此，在從時刻tl到時刻t2的期間，中間點一源極間電壓 VMS 從 IOOmV(=IOmΩ*10Α)增大到 150mV(=IOmΩ *15Α)。在從時刻t2到時刻t3的期間，因為共源共柵元件CAS成為非導通狀態，因此，中間點一源極間電壓VMS成為接近常導通型晶體管Tr_non的閾值電壓即1.5V的值。在這期間，線圈L向二極管Di流入陽極電流la。在處于非導通狀態的共源共柵元件CAS中不能觀測到該陽極電流la。在從時刻t2到時刻t3的期間，除了示出實際的中間點一源極間電壓VMS的波形，另外示出了從0.15V變化為0.1V的虛線的中間點一源極間電壓VMS的波形。該虛線所示的波形是假設使上述陽極電流Ia流過共源共柵元件CAS的情況下、設定作為中間點一源極間電壓VMS的波形。圖4 (e)示出了圖3所示的第I保護電路PTVM所輸出的第I保護信號VMlO的波形。在第I保護電路PTVM中，因為向開關SWl的選擇端子Se輸入高電平的驅動信號DRV，所以選擇施加在開關SWl的輸入端子A上的中間點一源極間電壓VMS，且將其輸入到比較器OPl。比較器OPl將參考電源Vrefl(在本實施方式I中設定為0.22V)與中間點一源極間電壓VMS進行比較。在從時刻tl到時刻t2的期間，因為共源共柵元件CAS在正常動作時在所設定的范圍內流過漏極電流Id，因此，中間點一源極間電壓VMS處于低于參考電源Vrefl即0.22V的從0.1V到0.15V的范圍內。因此，比較器OPl所輸出的第I保護信號VMlO在此期間保持低電平的值(圖4(e))。在從時刻t2到時刻t3的期間，因為驅動信號DRV為低電平，所以圖3的第I保護電路PTVM所具有的開關SWl將施加到輸入端子B的接地電位(OV)作為中間點一源極間電壓VMSl輸入到比較器OPl。因為參考電源Vrefl設定為0.22V，因此，第I保護信號VMlO保持為低電平(圖4(e))。圖4 (f)示出了圖3所示的2輸入或門電路ORlO所輸出的驅動復位信號VRST的波形。驅動復位信號VRST是對第I保護信號VMlO和輸出電壓控制信號VOC進行了或運算處理后的信號。在從時刻tl到時刻t2的期間，第I保護信號VMlO如上所述保持為低電平。輸出電壓控制信號VOC也保持為低電平。這是因為開關電源電路I的直流輸出電壓小于規定的值(3V)、且輸出電壓監視信號VO小于參考電源Vref_V0的緣故。因此，驅動信號輸出電路FFl不會被驅動復位信號VRST復位。在從時刻t2到時刻t3的期間，第I保護信號VMlO如上所述保持為低電平。另一方面，輸出電壓控制信號VOC從低電平變化為高電平。這是由于開關電源電路I的直流輸出電壓超過了規定的值、而導致比較器OPVO的輸出反相的結果。因此，驅動復位信號VRST從低電平變化為高電平，使驅動信號DRV轉換為低電平。<檢測出異常時的動作>參照圖4，對從時刻t3到時刻t4的期間中的、控制電路10檢測出異常時的動作進行說明。正如圖4(a)所示，在時刻t3，驅動信號DRV的電平根據振蕩器OSC的輸出而從低電平變化為高電平。然后，假定如下情況:即，在時刻ts連接在開關電源電路I的輸出節點之間的負載6發生短路，或線圈L因發熱而發生飽和。正如圖4(c)所示，由于負載6的短路或線圈的發熱，在時刻ts以后，共源共柵元件CAS的漏極電流Id急劇增大。正如圖4(d)所示，從時刻ts起發生的漏極電流Id的急劇增大導致圖3所示的中間點電位VM的增大，其結果是，差動放大電路AMP所輸出的中間點一源極間電壓VMS的值也急劇增大。在從時刻tl到時刻t2的正常動作時的期間，中間點一源極間電壓VMS的值落在從0.1V至0.15V的范圍內。但是，在時刻ts以后急劇地增大，在時刻te中間點一源極間電壓VMS的值達到0.22V。因為從時刻t3起將驅動信號DRV設定為高電平，因此，圖3所示的第I保護電路PTVM的開關SWl選擇中間點一源極間電壓VMS，并輸出到比較器OPl。正如圖4(e)所示，第I保護信號VlO在時刻te從低電平變化為高電平。在時刻te，若中間點一源極間電壓VMS超過了參考電源Vref I，則圖3所示的第I保護電路PTVM使第I保護信號VMlO的電平從低電平變化為高電平。正如圖4(f)所示，若在時刻te第I保護信號VlO變化為高電平，則驅動復位信號VRST也從低電平變化為高電平。其結果是，將驅動信號輸出電路FFl復位。由于驅動信號輸出電路FFl通過輸入置位端子S及復位端子R的上升沿脈沖進行動作，因此，利用產生為脈沖狀的保護信號VMlO使DRV信號變為低電平。直到輸入下一個振蕩器OSC的輸出為止，保持低電平。其結果是，當正常時，驅動信號DRV應該在時刻t4被復位，但是由于檢測出異常而在之前的時刻te被復位。正如圖4(a)所示,若驅動復位信號VRST在時刻te變化為高電平,則將圖3所示的驅動信號輸出電路FFl復位，驅動信號DRV從高電平下降為低電平。正如圖4(b)所示，若驅動信號DRV在時刻te下降為低電平，則圖1所示的共源共柵元件CAS變為非導通狀態，其源極端子S和漏極端子D之間的電壓上升到接近直流輸入電壓Vdc的40V左右。正如圖4 (C)所示，若共源共柵元件CAS在時刻te變成非導通狀態，則不再從直流輸入電壓Vdc向線圈L提供能量。另外，由于圖4所示的各個信號是由模擬電路或數字電路進行處理的，因此，在各個信號之間會發生因這些電路等而引起的延遲。然而，為了簡化說明，從圖4(a)至圖4(f)所示的信號記載為在同一時刻發生變化。在說明控制電路的動作的其它時序圖中也同樣采用該簡化表現。正如以上說明所述，作為共源共柵元件CAS的中間點電位VM來檢測出因負載短路等而引起的線圈電流IL的異常增大，且利用第I保護電路PTVM所輸出的第I保護信號VMlO將其傳送給驅動信號輸出電路FF1。由于接受了該信號，利用驅動信號輸出電路FF1，會強制地使處于導通狀態的共源共柵元件CAS變為非導通狀態，因此，能夠保護負載6和開關電源電路I。共源共柵元件CAS作為具有高速響應且低損耗的優點的開關元件來進行動作。利用具有高速響應性能的共源共柵元件，能夠謀求開關速度的高頻化。其結果是，能夠在實現線圈小型化的基礎上，進一步實現變換器的小型輕量化。另外，利用具有低損耗性能的共源共柵元件CAS，不需要以往必需的異常電流檢測用的電阻，能夠實現降低變換器的損耗。在圖4中，說明了在時刻ts線圈電流IL發生異常時的控制電路10的動作。即使在時刻t6以后，線圈電流IL也有可能數次發生異常。即使在這種情況下，控制電路10也根據中間點電位VM來檢測出這些異常的發生，對負載6和開關電源電路I進行保護動作。[實施方式I的變形例I]參照圖5，對本發明的實施方式I的變形例I所涉及的控制電路11的電路圖進行說明。控制電路11具有差動放大電路AMP、第2保護電路PTVMa、輸出電壓判定電路V0D、或門電路ORl 1、振蕩器0SC、非門INVl、或非門電路NORl、驅動信號輸出電路FFl、以及開關控制電路FF2。開關控制電路FF2是RS閂鎖型的觸發器，按照輸入到置位端子S及復位端子R的2值輸入信號，從輸出端子Q輸出開關控制信號DRV2。分別對置位端子S及復位端子R輸入或非門電路NORl的輸出信號及驅動復位信號VRST。差動放大電路AMP、輸出電壓判定電路V0D、振蕩器0SC、非門INV1、或非門電路NORl、以及驅動信號輸出電路FFl與圖3所示的實施方式I所涉及的控制電路10具有相同的結構，省略對它們的結構和動作的說明。第2保護電路PTVMa是如下所述的保護電路:即，使得在圖3所示的第I保護電路PTVM中，在驅動信號DRV為高電平和低電平的期間都進行中間點一源極間電壓VMS與參考電壓的比較。第2保護電路PTVMa具有開關SWl和開關SW2，且該開關SWl和該開關SW2分別具有輸入端子A、輸入端子B、選擇端子Se、以及輸出端子。開關SWl及SW2在向選擇端子Se施加高電平的期間，將輸入到輸入端子A的中間點一源極間電壓VMS的值分別作為中間點一源極間電壓VMSl及VMS2輸出。另外，開關SWl及SW2兩者都在向選擇端子Se施加低電平的期間，將輸入到輸入端子B的接地電位分別作為中間點一源極間電壓VMSl及VMS2輸出。向開關SWl的選擇端子Se施加開關控制信號DRV2,向開關SW2的選擇端子Se施加由非門INVSW反相后的開關控制信號DRV2。S卩，開關控制信號DRV2為高電平的期間，從開關SWl輸出中間點一源極間電壓VMS，在開關控制信號DRV2為低電平的期間，從開關SW2輸出中間點一源極間電壓VMS。在圖3所示的實施方式I所涉及的控制電路10中，利用從驅動信號輸出電路FFl所輸出的驅動信號DRV來控制第I保護電路PTVM。與此不同的是，實施方式I的變形例I所涉及的控制電路11除了具有控制共源共柵元件CAS的導通狀態的驅動信號輸出電路FF1，另外具有控制第2保護電路PTVMa的開關控制電路FF2。中間點一源極間電壓VMSl及VMS2的值分別在比較器OPSl及0PS2中與參考電源Vrefl及Vref2進行比較。參考電源Vref I及Vref2兩者的電壓值都設為0.22V。這個值是在開關電源電路I正常動作的情況下、對共源共柵元件CAS所檢測出的中間點一源極間電壓VMS的最大值即0.15V具有余量的值。
比較器OPSl及0PS2分別輸出具有2個值的中間點一源極間電壓VMSl及VMS2。或門電路ORSW對中間點一源極間電壓VMSl及VMS2進行或運算處理以生成第2保護信號VMl I，并將其輸出到或門電路ORl I。第2保護信號VMl I從第2保護電路PTVMa輸出。參照圖6，對本發明的實施方式I的變形例I所涉及的控制電路11的動作進行說明。〈正常時的動作〉在圖6中，在共源共柵元件CAS為導通狀態的期間即從時刻tl到時刻t2的期間、以及在共源共柵元件CAS為非導通狀態的期間即從時刻t2到時刻t3的期間，各個信號的變化與圖4中對應的信號的變化相同，省略說明。<檢測出異常時的動作>參照圖6，對從時刻ts到時刻te的期間中的、控制電路11檢測出異常時的動作進行說明。作為開關電源電路I的異常狀態，例如假定為因噪聲等的影響而使共源共柵元件CAS錯誤地變為導通狀態的情況。正如圖6 (a)所不，在時刻t4,驅動/[目號DRV從聞電平變化為低電平。這是由于，因為開關電源電路I的直流輸出電壓超過規定的值(3V)，所以圖5所示的輸出電壓控制信號VOC從低電平變化為高電平。正如圖6(c)所示，在時刻t4以后，共源共柵元件CAS變為非導通狀態，若停止從直流輸入電源Vdc向線圈L供給電流，則之后線圈電流IL減小。在共源共柵元件CAS為非導通狀態的時刻ts發生誤導通(在圖6(a)中，虛線所示的驅動信號DRV從低電平變化為高電平)，線圈電流IL在時刻te增加到21.5A。另一方面，利用保持低電平的開關控制信號DRV2，由圖5所示的開關SW2來選擇中間點一源極間電壓VMS，并將其輸入到比較器0PS2。將共源共柵元件CAS配置成遠離圖5所示的驅動信號輸出電路FFl。其結果是，驅動信號DRV變長，容易受到噪聲的影響。另一方面，開關控制電路FF2及第2保護電路PTVMa包括在控制電路11中，開關控制信號DRV2與驅動信號DRV相比，較難受到噪聲的影響。因此，能夠利用開關控制電路FF2和第2保護電路PTVMa來檢測出共源共柵元件CAS為非導通狀態的期間的異常動作，由此進行保護動作。正如圖6(d)所示，在時刻te，比較器0PS2將該中間點一源極間電壓VMS和參考電源Vref2進行比較，再經由或門電路0RSW，以使第2保護信號VMll從低電平變化為高電平。利用該信號的變化，驅動復位信號VRST從低電平變化為高電平，驅動信號輸出電路FFl使驅動信號DRV變化為低電平以使共源共柵元件CAS變為非導通狀態。實施方式I的變形例I所涉及的開關電源電路I即使在共源共柵元件處于非導通狀態的期間，也能夠檢測出開關電源電路I的異常，實現對系統的保護。在圖6中，為了簡化說明，對在時刻ts發生一次異常時的動作進行了說明。假定因噪聲而引起的誤動作反復發生，則對如時刻ts那樣發生異常的次數進行計數，當發生了某個規定次數以上時，將整個系統作為故障模式并使其停止。此處作為系統，例如假定為液晶電視機，開關電源電路I設定為對液晶電視機的背光源或液晶面板進行供電的電路。液晶電視機另外還具有待機系統的省電電源，對控制液晶電視機的系統微機進行供電。系統微機管理整個液晶電視機發生異常的情況，當開關電源電路I發生異常時，進行鎖定而使液晶電視機不動作。液晶電視機發生異常的情況利用該液晶電視機本體所具有的LED等來告知用戶，通知需要進行修理。[實施方式I的變形例2]參照圖7，對本發明的實施方式I的變形例2所涉及的控制電路12的電路圖進行說明。控制電路12具有差動放大電路AMP、第I保護電路PTVM、輸出電壓判定電路VOD、或門電路0R12、振蕩器0SC、非門INVl、或非門電路NORl、驅動信號輸出電路FFl、以及保持電路HOLD。在控制電路12中，除了保持電路HOLD以外的其它電路與圖3所示的實施方式I所涉及的控制電路10的結構相同，省略對它們的結構和動作的說明。保持電路HOLD具有保持電路SR和計時器TMR。若對保持電路SR的輸入端子S輸入高電平的第I保護信號VM12(下面有時也記載為標志信號FLG。)則按照該第I保護信號VM12的上升沿信號，從輸出端子(未圖示)輸出高電平的鎖定信號(LOCK)。利用該動作，直到向復位端子R輸入上升沿脈沖為止使鎖定信號(LOCK)保持為高電平。計時器TMR從輸入鎖定信號LOCK起經過規定時間(例如3秒)之后，將復位信號RST輸出到保持電路SR。若向保持電路SR的復位端子R輸入復位信號RST，則保持電路SR將鎖定信號LOCK從高電平變化為低電平。總之，若輸入高電平的第I保護信號VM12 (標志信號FLG)，則保持電路HOLD在規定時間(3秒)內持續輸出高電平的鎖定信號LOCK。若經過規定時間，則鎖定信號LOCK從高電平變化為低電平。利用該保持電路，能夠使得利用第I保護信號VM12將驅動信號輸出電路FFl進行復位的復位時間(使共源共柵元件CAS為非導通狀態的時間)保持規定時間。參照圖8，對本發明的實施方式I的變形例2所涉及的控制電路12的動作進行說明。〈正常時的動作〉在圖8中，在共源共柵元件CAS為導通狀態的期間即從時刻tl到時刻t2的期間、以及在共源共柵元件CAS為非導通狀態的期間即從時刻t2到時刻t3的期間，各個信號的變化與圖4中對應的信號的變化相同，省略說明。另外，圖8中的第I保護信號V12與圖4中的第I保護信號VlO對應。即，兩個保護信號都由第I保護電路PTVM輸出。<檢測出異常時的動作>參照圖8，對從時刻ts到時刻te的期間中的、控制電路12檢測出異常時的動作進行說明。正如圖8(a)所示，在時刻t3，驅動信號DRV的電平根據振蕩器OSC的輸出而從低電平變化為高電平。然后，假定在時刻ts開關電源電路I的負載6發生短路，或線圈發生飽和。正如圖8 (C)所示，由于負載6的短路或線圈的異常，在時刻ts以后，共源共柵元件CAS的漏極電流Id急劇增大。正如圖8 (d)所示，從時刻ts起發生的漏極電流Id的急劇增大導致圖3所示的中間點電位VM的增大，其結果是，差動放大電路AMP所輸出的中間點一源極間電壓VMS的值也急劇增大。在從時刻tl到時刻t2的正常動作時的期間，中間點一源極間電壓VMS的值落在從0.1V至0.15V的范圍內。但是，在時刻ts以后急劇地增大，在時刻te中間點一源極間電壓VMS的值達到0.22V。
因為從時刻t3起使驅動信號DRV保持為高電平，因此，圖7(具體的電路結構為圖
3)所示的第I保護電路PTVM的開關SWl向比較器OPl輸出中間點一源極間電壓VMS。正如圖8 (e)所示，第I保護信號Vl2 (FLG)在時刻te從低電平變化為高電平。這是因為中間點一源極間電壓VMS的值超過了用參考電源Vrefl所設定的異常檢測電壓0.22V。正如圖8 (f)所示，保持電路(HOLD)從時刻te起到用計時器TMR所設定的保持時間t_H0LD(3秒)為止，輸出保持為高電平的鎖定信號LOCK。正如圖8(g)所示，在鎖定信號LOCK保持為高電平的期間，驅動復位信號VRST保持為高電平。在此期間，驅動信號輸出電路FFl輸出低電平的驅動信號DRV，使共源共柵元件CAS保持非導通狀態。此期間所產生的振蕩器OSC的上升沿脈沖被INVl和NORl清除，不會提供給驅動信號輸出電路FFl。這是因為，在2輸入或門電路0R12的輸出為高電平的期間，振蕩器OSC所輸出的高電平利用非門INVl變為低電平，且2輸入或非門電路NORl因高電平和低電平的輸入而變為低電平。在鎖定信號LOCK保持為高電平的期間，不會在線圈L中存儲能量，提供給開關電源電路I的負載6的功率也幾乎成為零，由此來保護負載或開關電源電路I。而且，在由保持電路HOLD所設定的期間內，共源共柵元件CAS保持非導通狀態。在此期間，能夠利用未圖示的系統微機對包括開關電源電路I的整個系統進行異常診斷。在檢測出異常的情況下，使系統停止，在沒有檢測出異常的情況下，在經過由計時器TMR所設定的時間之后，解除鎖定信號LOCK (從高電平變換為低電平)。實施方式I的變形例2是采用組合有第I保護電路PTVM和保持電路HOLD的結構。但是，用組合第2保護電路PTVMa和保持電路HOLD的結構來代替組合第I保護電路PTVM和保持電路HOLD的結構，也能起到同樣的作用和效果。[實施方式I的變形例3]參照圖9，對本發明的實施方式I的變形例3所涉及的控制電路13的電路圖進行說明。控制電路13是對于圖3所示的控制電路10追加輸出功率監視電路PTOC后得到的結構。與此同時，將生成驅動復位信號VRST的2輸入的或門電路0R10 (圖3)置換成3輸入的或門電路0R13。輸出功率監視電路PTOC具有限幅電路CLP、乘法電路MUL、比較器OPC、以及參考電源Vrefc。限幅電路CLP生成將中間點一源極間電壓VMS限幅到0.2V以下的中間點限幅電壓VMC0乘法電路MUL將輸出電壓監視信號VO與中間點限幅電壓VMC的乘積值、即輸出功率信號PWRO輸出。比較器OPC將輸出功率信號PWRO和參考電源Vrefc進行比較，輸出具有2個值的第3保護信號0ΡΜ。圖9所示的其它結構與圖3中示出的標有相同標號的對應結構相同，省略說明。輸出功率監視電路PTOC根據流過圖1所示的共源共柵元件CAS的電流和開關電源電路I的直流輸出電壓，推定開關電源電路I提供給負載6的功率值。在推定出的功率超過規定的值的情況下，共源共柵元件CAS從導通狀態變換為非導通狀態。參照圖10，對本發明的實施方式I的變形例3所涉及的控制電路13的動作進行說明。〈正常時的動作〉
正如圖10所示，在從時刻tl到時刻t2的期間，利用共源共柵元件CAS導通，使線圈L的線圈電流IL從IOA增大到15A。在此期間，中間點一源極間電壓VMS大約在從0.1V到0.15V的范圍內增加。因此，中間點一源極間電壓VMS不會被限幅電路CLP限幅，而是保持其值以作為中間點限幅電壓VMC輸出。此期間的輸出功率信號PWRO的值從Pl增加到P2。但是，這個值不會超過參考電源Vrefc的值，第3保護信號OPM保持為低電平。正如圖10(c)所示，在從時刻t2到時刻t3的期間，共源共柵元件CAS變為非導通狀態。其結果是，共源共柵元件CAS的漏極電流Id成為零，從線圈L流入二極管Di的陽極電流Ia從15A減小到10A。在此期間，中間點一源極間電壓VMS的值成為共源共柵元件CAS的常導通型晶體管Tr_non的閾值電壓、即1.5V左右的電壓。正如圖10(d)所示，具有1.5V的值的中間點一源極間電壓VMS的超過0.2V的值被限幅電路CLP限幅，且作為具有0.2V的值的中間點限幅電壓VMC被輸出到乘法電路MUL。在從時刻t2到時刻t3中，除了用實線示出的中間點限幅電壓VMC，另外用從0.15V減小到0.1V的虛線來表示。該虛線是假設在用共源共柵元件CAS檢測出流過二極管Di的陽極電流Ia的情況下的、中間點一源極間電壓VMS的波形。在從時刻t2到時刻t3的期間，能夠利用中間點一源極間電壓VMS來準確地測定流過線圈L的電流。但是，在從時刻t2到時刻t3的期間，處于非導通狀態的共源共柵元件CAS的中間點電位VM變為浮動狀態。該中間點電位VM的常導通型晶體管Tr_non的柵極G_non相對于源極S_non的電位穩定為常導通型晶體管Tr_non的閾值電壓附近。總之，在共源共柵元件CAS處于非導通狀態的期間，根據中間點電位VM的電位，不能準確地測定線圈L的電流。因此，利用限幅電路CLP，將示出1.5V左右的值的中間點一源極間電壓VMS的值限幅為例如0.2V。利用該限幅電路CLP，能夠盡可能地排除因不能利用處于非導通狀態的共源共柵元件CAS來測定線圈L的電流而造成的誤差。中間點一源極間電壓VMS是利用共源共柵元件CAS將流過線圈L的線圈電流IL變換為電壓后得到的值。在共源共柵元件處于非導通狀態的期間，該線圈電流IL用上述虛線來表示。在本實施方式中，用限幅電路CLP對該期間的中間點一源極間電壓VMS的值進行限幅，以將其作為具有0.2V的值的中間點限幅電壓VMC。將該中間點限幅電壓VMC設定作為近似于用該虛線表示的陽極電流Ia(共源共柵元件CAS處于非導通期間的線圈電流IL)的值。因該近似而造成的測定誤差為50%左右，在需要進一步提高測定精度的情況下，可以將限幅電壓向下調整到例如0.17V。設定的該限幅電壓最小值是考慮了共源共柵元件CAS在導通期間的中間點一源極間電壓VMS的最大值而確定的。<檢測出異常時的動作>正如圖10(c)所示，當共源共柵元件CAS在時刻t3再次變為導通狀態之后，在時刻ts線圈L發生飽和，在時刻te，線圈電流IL增大到21.5A。正如圖10(e)所示，若中間點一源極間電壓VMS超過正常時的最大值0.15V，則在時刻te，輸出功率信號PWRO超過參考電源Vrefc的值。其結果是，輸出功率監視電路PTOC使第3保護信號OPM從低電平變化為高電平(圖10 (f))。利用該第3保護信號OPM的變化，驅動復位信號VRST將驅動信號輸出電路FFl進行復位，驅動信號DRV使共源共柵元件CAS變為非導通狀態(圖10 (g))。
正如圖10(e)、(f)及(g)所示，若線圈電流IL( 二極管Di的陽極電流Ia)減小，則輸出電壓監視信號VO下降，在時刻tr，輸出功率信號PWRO變為參考電源Vrefc以下。于是，第3保護信號OPM從高電平變化為低電平，驅動復位信號VRST也從高電平變化為低電平，從而恢復到通常的動作狀態。該輸出功率監視電路PTOC檢測由開關電源電路I向負載6供電是否發生異常。當檢測出異常時，停止從共源共柵元件CAS向線圈L提供電流，來保護開關電源電路I和負載6。由輸出功率監視電路PTOC對開關電源電路I的異常進行的檢測，能夠換為第I保護電路PTVM，與由第2保護電路PTVMa進行的異常檢測同時進行。另外，也可以是如下結構:即，將第I保護電路PTVM或第2保護電路PTVMa的輸出向圖7所示的保持電路HOLD進行輸入，用保持電路HOLD輸出的鎖定信號LOCK將驅動信號輸出電路FFl進行復位。[實施方式I的變形例4]參照圖11，對本發明的實施方式I的變形例4所涉及的開關電源電路Ia的電路圖進行說明。開關電源電路Ia的結構是對于圖1所示的開關電源電路I追加生成輸入電壓監視信號VI的輸入電壓監視電路VM、且將圖1的控制電路10置換成控制電路14后得到的結構。輸入電壓監視電路VIM具有串聯連接在開關電源電路Ia的輸入節點NI和N2之間的電阻R3和電阻R4。從電阻R3和電阻R4的連接點輸出作為將施加到輸入節點NI和N2之間的直流輸入電壓Vdc (40V)例如分壓為IV的輸入電壓監視信號VI。控制電路14是對于圖3所示的本發明的實施方式I所涉及的控制電路10新追加將輸入電壓監視信號VI進行輸入的輸入端子15_VI后得到的結構。參照圖12，對本發明的實施方式I的變形例4所涉及的控制電路14的電路圖進行說明。控制電路14所包括的平均輸入功率監視電路PTIA具有均化電路AVR、乘法電路MUL、比較器0ΡΑ、以及參考電源Vrefa。均化電路AVR對開關SWl輸出的中間點一源極間電壓VMSI進行均化，輸出平均中間點電位VMA。乘法電路MUL將輸入電壓監視信號VI和平均中間點電位VMA的乘積值作為均化輸入功率信號PWRAI，輸出到比較器0ΡΑ。比較器OPA將平均輸入功率信號PWRAI和參考電源Vrefa進行比較，將其比較結果作為具有2個值的第4保護信號AIPM輸出。第4保護信號AIPM與第I保護信號VM14和輸出電壓控制信號VOC—起輸入到3輸入或門電路0R14。圖12所示的其它結構與圖3中示出的標有相同標號的對應結構相同，省略說明。共源共柵元件CAS的中間點一源極間電壓VMSl及輸入電壓監視信號VI分別根據開關電源電路Ia的輸入電流和輸入電壓來生成。平均輸入功率監視電路PTIA根據由此生成的各個信號來計算出開關電源電路Ia的平均輸入功率。在該計算值超過規定的值的情況下，用第4保護信號AIPM將驅動信號輸出電路FFl進行復位，從而保護開關電源電路la。作為輸入電壓與輸入電流之積而求出圖11所不的開關電源電路Ia的輸入功率。正如圖12所不,將輸入電壓變換為輸入電壓監視電路VIM輸出的輸入電壓監視信號VI。將輸入電流變換為根據流過共源共柵元件CAS的電流而生成的中間點一源極間電壓VMS1。
輸入電壓監視信號VI不取決于共源共柵元件CAS處于導通狀態或非導通狀態，而是根據施加到輸入節點NI和N2之間的直流輸入電壓Vdc來生成。另一方面，中間點一源極間電壓VMSl是如下值:即，在共源共柵元件CAS處于導通狀態時，常截止型晶體管Tr_n0ff的導通電阻(在漏極0_11#€與源極S_noff之間觀察到的電阻值)和共源共柵元件CAS的漏極電流Id之積、即這樣得到的電壓。共源共柵元件CAS處于導通狀態的期間所流過的電流的平均值相當于開關電源電路Ia的輸入電流。在共源共柵元件CAS處于非導通狀態的情況下，在圖12中，因為在驅動信號DRV為低電平的期間開關SWl輸出接地電位(OV)，因此該電流的平均值成為O。總之，乘法電路MUL的輸出成為開關電源電路Ia的輸入功率的信息。在開關電源電路Ia正常動作時，平均輸入功率信號PWRAI的值不會超過參考電源Vrefa的值，利用輸出電壓控制信號VOC和第I保護信號VM14來控制共源共柵元件CAS的導通狀態。另一方面，在開關電源電路Ia的負載發生短路或線圈L發生飽和時，輸入電流異常地增大。該輸入電流的異常增大會使中間點一源極間電壓VMSl增大,進而會使平均輸入功率信號PWRAI增大。若平均輸入功率信號PWRAI超過參考電源Vrefa，則第4保護信號AIPM從低電平變化為高電平，且將驅動信號DRV設定為低電平。如上所述，平均輸入功率監視電路PTIA檢測出對開關電源電路Ia的異常供電。在檢測出異常的情況下，將共源共柵元件CAS設定為非導通狀態，對開關電源電路la、線圈L、或者負載6進行保護。實施方式2參照圖13，對本發明的實施方式2所涉及的開關電源電路2的電路圖進行說明。開關電源電路2具有:施加直流輸入電壓Vdc的輸入節點NI和N2 ;以及輸出將直流輸入電壓Vdc升壓后的直流輸出電壓、且與負載6連接的輸出節點N3和N4。線圈L的一個端子和另一個端子分別與輸入節點N2及共源共柵元件的漏極端子D連接。共源共柵元件CAS的源極端子S與輸入節點NI連接。開關電源電路2構成升壓變換器。作為一個示例，在輸入節點NI與N2之間施加100V的直流輸入電源，從輸出節點N3和N4輸出被升壓到400V的直流輸出電壓。另外，在輸入節點NI和N2之間，也有時通過二極管橋式電路和線路濾波器與商用交流電源連接。輸出電壓監視電路VOM將被升壓到400V的直流輸出電壓分壓成例如IV左右的電壓，并作為輸出電壓監視信號VO輸出。二極管Di的陽極A和陰極K分別與線圈L的另一個端子及輸出節點N4連接。在輸出節點N3和N4之間，連接有生成輸出電壓監視信號VO的輸出電壓監視電路V0M。開關電源電路2還具有控制電路20。控制電路20具有輸入端子20_VM、輸入端子20_V0、以及輸出端子20_DRV，且分別施加從共源共柵元件CAS的中間點端子M輸出的中間點電位W、以及輸出電壓監視信號V0。控制電路20根據施加在這些輸入端子上的信號來生成驅動信號DRV，并輸出到共源共柵元件CAS的柵極端子G。另外，共源共柵元件CAS的結構正如圖2所示的那樣，省略說明。參照圖14，對本發明的實施方式2所涉及的控制電路20的電路圖進行說明。控制電路20的結構為從圖7所示的本發明的實施方式I的變形例2所涉及的控制電路12中除去差動放大電路AMP后得到的結構。在實施方式I中，共源共柵元件CAS的源極端子S的電位發生變化。為了求出以該源極端子S為基準的中間點端子M的電位，需要差動放大電路AMP。但是，在實施方式2中，源極端子S是接地電位，因此不需要差動放大電路AMP。第I保護電路PTVM在驅動信號DRV為高電平的期間，將所輸入的中間點電位VM和參考電源Vrefl進行比較，在發生異常的情況下，將第I保護信號VM20變化為高電平。保持電路HOLD在規定的期間將鎖定信號LOCK保持為高電平，將驅動信號輸出電路FFl進行復位，并將驅動信號DRV保持為低電平。在鎖定信號LOCK為高電平的期間，利用非門INVl、2輸入或非門電路NORl將振蕩器OSC的上升沿脈沖信息清除，不提供給驅動信號輸出電路FFl。在圖13中，在共源共柵元件CAS處于導通期間，若將電壓值與導通占空時間(從時刻tl到時刻t2的時間)進行交換，則當負載6發生短路或線圈L發生飽和時的控制電路20的動作與圖8所示的實施方式I的變形例2相同。共源共柵元件CAS為導通狀態時的中間點電位VM成為由共源共柵元件CAS的漏極端子D的漏極電流Id與常截止型晶體管Tr_noff的導通電阻之積而確定的電壓。該中間點電位VM發生異常的電壓上升表示因負載6發生短路、或線圈L發生飽和而引起了漏極電流Id的異常。因此，通過對共源共柵元件CAS處于導通狀態的期間的中間點電位VM的電壓值進行監視，能夠保護開關電源電路2。由此，本發明的實施方式也能適用于升壓變換器。[實施方式2的變形例I]參照圖15，對本發明的實施方式2的變形例I所涉及的開關電源電路2a的電路圖進行說明。開關電源電路2a的結構是對于圖13所示的開關電源電路2追加生成輸入電壓監視信號VI的輸入電壓監視電路VM、且將圖13的控制電路20置換成控制電路21后得到的結構。輸入電壓監視電路VM具有串聯連接在開關電源電路2a的輸入節點NI和N2之間的電阻R3和電阻R4。從電阻R3和電阻R4的連接點輸出作為將施加到輸入節點NI和N2之間的直流輸入電壓Vdc(IOOV)例如分壓為IV的輸入電壓監視信號VI。參照圖16，對本發明的實施方式2的變形例I所涉及的控制電路21的電路圖進行說明。控制電路21是對于圖14所示的控制電路20的結構追加輸入功率監視電路PTIC、且與此同時將2輸入或門電路0R20置換成3輸入或門電路0R21后得到的結構。輸入功率監視電路PTIC具有限幅電路CLP、乘法電路MUL、比較器OPC、以及參考電源Vrefc。限幅電路CLP生成將中間點電位VM限幅成規定的電壓后得到的中間點限幅電壓VMC。乘法電路MUL將輸入電壓監視信號VI與中間點限幅電壓VMC的乘積值作為輸入功率信號PWRI輸出。比較器OPC將輸入功率信號PWRI和參考電源Vrefc進行比較，輸出具有
2個值的第5保護信號CIPM。圖16所示的其它結構與圖14中示出的標有相同標號的對應結構相同，省略說明。參照圖17，對本發明的實施方式2的變形例I所涉及的控制電路21的動作進行說明。〈正常時的動作〉正如圖17(c)及(d)所示，在從時刻tl到時刻t2的期間，利用共源共柵元件CAS導通，使線圈L的線圈電流IL從2A增大到3A。在此期間，中間點一源極間電壓VMS大約從0.1V增大到0.15V。因此，中間點一源極間電壓VMS不會被限幅電路CLP限幅，而是保持其值以作為中間點限幅電壓VMC輸出。在此期間的中間點一源極間電壓VMS對應于共源共柵元件CAS處于導通狀態的期間的、由直流輸入電源Vdc提供給線圈L的電源電流的值。在從時刻t2到時刻t3的期間，因為共源共柵元件CAS處于非導通狀態，因此中間點電位VM成為1.5V。限幅電路CLP將中間點電位VM限幅成0.2V，將其作為具有0.2V的值的中間點限幅電壓VMC輸出到乘法電路MUL (圖17(d))。在從時刻t2到時刻t3中，除了用實線示出的中間點限幅電壓VMC，另外用從0.15V減小到0.1V的虛線來表示(圖17(d))。該虛線是假設在用共源共柵元件CAS檢測出從線圈L流過二極管Di的陽極電流Ia的情況下的、中間點一源極間電壓VMS的波形。用虛線所示的中間點一源極間電壓VMS對應于共源共柵元件CAS處于非導通狀態的期間的、由直流輸入電源Vdc提供給線圈L的電源電流的值。限幅電路CLP通過將作為中間點一源極間電壓VMS輸出的1.5V電壓限幅成0.2V,由此輸出與用虛線示出的原值近似的值。因該近似而造成的測定誤差為50%左右，在需要進一步提高測定精度的情況下，可以將限幅電壓向下調整到例如0.17V。設定的該限幅電壓最小值是考慮了共源共柵元件CAS在導通期間的中間點一源極間電壓VMS的最大值而確定的。在共源共柵元件CAS處于導通狀態的從時刻tl到時刻t2的期間，線圈L的電流能夠根據中間點一源極間電壓VMS來準確地測定。但是，在從時刻t2到時刻t3的期間，處于非導通狀態的共源共柵元件CAS的中間點電位VM變為浮動狀態。因為常導通型晶體管Tr_non的柵極G_non相對于源極S_non的電位穩定在常導通型晶體管Tr_non的閾值電壓附近，因此該期間的中間點電位VM能夠根據中間點電位VM的電位來準確地測定線圈L的電流。因此，利用限幅電路CLP，將示出1.5V左右的值的中間點一源極間電壓VMS的值限幅為例如0.2V。利用該限幅電路CLP，能夠盡可能地排除因不能利用處于非導通狀態的共源共柵元件CAS來測定線圈L的電流而造成的誤差。正如圖17(e)及(f)所示，在開關電源電路2a正常動作的從時刻tl到時刻t3的期間，輸入功率信號PWRI從Pl (時刻tl)增加到P2(時刻t2)，然后減少到Pl (時刻t3)。在此期間，由于輸入功率信號PWRI的值沒有超過參考電源Vrefc的值，因此第5保護信號CIPM保持為低電平(OV)。<檢測出異常時的動作>正如圖17(c)所示，當共源共柵元件CAS在時刻t3再次變為導通狀態之后，在時刻ts負載6發生故障(短路)，在時刻te，線圈電流IL增大到3.5A。正如圖17(d)至(g)所示，在時刻te，若中間點一源極間電壓VMS超過正常時的最大值0.15V，則輸入功率信號PWRI的值達到參考電源Vrefc的值(圖17(e))。此時，圖16的輸入功率監視電路PTIC使第5保護信號CIPM從低電平變化為高電平(圖17(f))，接受到該信號的變化，驅動復位信號VRST也變化為高電平(圖17(g))。若在時刻te驅動信號DRV變化為低電平(圖17 (a))，則線圈電流IL的值從3.5A起轉變為減小(圖17(c))。在時刻te中間點一源極間電壓VMS超過0.15V達到限幅電壓0.2V為止的時間，輸入功率信號PWRI增大，然后轉變為減少。在時刻tr，若輸入功率信號PWRI變為小于參考電源Vrefc (圖17(e))，則第5保護信號CIPM從高電平變化為低電平，與之相對應，驅動復位信號VRST也變化為低電平，之后恢復到通常動作模式(圖17(f)、(g))。實施方式2的變形例I所涉及的開關電源電路2a在共源共柵元件CAS的整個導通及非導通期間，根據其直流輸入電壓Vdc及利用共源共柵元件CAS所求出的輸入電流，一直對所輸入的功率進行監視。由此，在開關電源電路2a或負載6發生不正常的情況下，能迅速地停止供電，保護開關電源電路2a或負載。實施方式3參照圖18，對本發明的實施方式3所涉及的開關電源電路3的電路圖進行說明。開關電源電路3是具有電流連續模式的功率因數改善電路的升壓變換器電路。開關電源電路3除了以下幾點之外，與圖15所示的實施方式2的變形例I所涉及的開關電源電路2a相同。開關電源電路3在電阻R4和輸出節點N3的連接點與輸入節點NI之間具有檢測電阻RS，從檢測電阻RS的一個端子輸出電源電流信號CS。在輸入節點NI和輸入節點N2之間，施加用二極管橋式電路DB對交流電源AC進行整流后的輸入電壓。該輸入電壓的波形是對交流電源AC的正弦波電壓進行全波整流后的波形，是以100/120HZ的頻率(是商用電源頻率50/60HZ的2倍)從OV變化為141V (IOOVrms的V 2倍)的電壓波形。而且，與圖15所示的控制電路21不同，向控制電路30的輸入端子30_CS輸入電源電流信號CS。電源電流信號CS是將開關電源電路3的接地側電源電流變換為電壓而得到的，電源電流與流過線圈L的電流幾乎相等。圖18所示的開關電源電路3的輸入節點NI和輸入節點N2之間連接有二極管橋式電路DB，將對交流電源AC的交流電壓進行了全波整流之后的電壓施加到輸入節點NI和N2之間。參照圖19，對本發明的實施方式3所涉及的控制電路30的電路圖進行說明。作為構成要素，控制電路30具有第I保護電路PTVM、2輸入或門電路0R30、振蕩器0SC、非門INVl、2輸入或非門電路NORl、驅動信號輸出電路FFl、以及電流連續模式的功率因數改善電路CCM。除了第I保護電路PTVM及電流連續模式的功率因數改善電路CCM以外的各個結構要素與圖3等中標有相同標號的結構是相同的，省略對其結構和功能的說明。對第I保護電路PTVM所具有的開關SWl的輸入端子A，施加表示共源共柵元件CAS的中間點端子M的電位的中間點電位VM。利用驅動信號DRV而處于導通狀態的共源共柵元件CAS的中間點電位VM是由流過共源共柵元件CAS的漏極端子D的漏極電流Id和常截止型晶體管Tr_noff的導通電阻之積所決定的電壓，從開關SWl作為中間點一源極間電壓VMSl輸出，并用比較器OPSl與輸入電壓監視信號VI進行比較。在開關電源電路3中發生異常時，比較器OPSl所輸出的第I保護信號VM30a從低電平變化為高電平，使共源共柵元件CAS呈非導通狀態。第I保護電路PTVM與圖3的不同點在于比較器OPSl的基準成為輸入電壓監視信號VI這一點。輸入電壓監視信號VI是輸入電壓的全波整流正弦波的信息。總之，是用于與交流電源相位的電壓狀態相適應而理想地檢測出異常狀態的信號。為了改善開關電源電路3的輸入即交流電源AC的功率因數，必須使交流電源AC的電壓和流過的電流這兩者的波形大致一致。因此，輸入電壓監視信號VI接近零時，縮短共源共柵元件CAS的導通時間，減小流過線圈L的電流。另一方面，在輸入電壓監視信號VI較大的情況(日本的IOOVrms的情況下峰值大致為140V)下，延長共源共柵元件CAS的導通時間。所以異常時對電流值的判斷是根據交流電源AC的相位而變化的。通過將比較器OPSl的基準設定為輸入電壓監視信號VI，能夠理想地檢測出異常電壓。電流連續模式的功率因數改善電路CCM具有輸出電壓判定電路VOD、乘法電路MUL、以及比較器0PCCM。輸出電壓判定電路VOD將輸出電壓監視信號VO和參考電源Vref_VO進行比較，輸出具有2個值的輸出電壓控制信號V0C。乘法電路MUL進行該輸出電壓控制信號VOC和輸入電壓監視信號VI的乘法計算，將其結果輸出到比較器0PCCM。此處，乘法電路MUL的輸出兼具如下2個信息:即，關于開關電源電路3的當前輸出電壓相對于原本應有的額定輸出電壓具有多少誤差(相對于額定輸出電壓要小多少)的信息，以及關于為了改善功率因數需要流過多少電流的信息。比較器OPCCM將乘法電路MUL的輸出和從檢測電阻RS輸出的電源電流信號CS進行比較，輸出第I功率因數控制信號VM30bo由此，流過線圈L的電流呈與交流電源AC的電壓波形相對應的電流波形，其結果能夠改善功率因數。驅動信號輸出電路FFl按照第I功率因數控制信號VM30b，對共源共柵元件CAS的導通狀態進行控制，從而使線圈L(圖18)的電流波形大致與交流電源AC的電流波形一致，也就是使功率因數接近I。向2輸入或門電路0R30輸入第I功率因數控制信號VM30b、以及第I保護信號VM30a，其輸出向驅動信號輸出電路FFl的復位端子R輸入。因此，當具有電流連續模式的功率因數改善電路CCM的開關電源電路3中發生線圈飽和或負載短路等的異常情況時，按照第I保護信號VM30a使共源共柵元件CAS變為非導通狀態，防止系統被破壞。由此，本發明的實施方式也適用于具有功率因數改善功能的升壓變換器。實施方式4參照圖20，對本發明的實施方式4所涉及的開關電源電路4的電路圖進行說明。開關電源電路4是具有電流臨界模式的功率因數改善電路的升壓變換器。所謂臨界模式，是指在電流大致成為零的時刻使共源共柵元件CAS接通的動作。在這種模式中，將共源共柵元件CAS的導通時間和截止時間相加得到的開關周期是根據對交流電源AC進行全波整流后得到的正弦波的電壓值而變化的。在用圖1或圖3等說明的開關電源電路中，因為根據振蕩器OSC使共源共柵元件CAS的接通時刻為固定的時刻，因此，開關周期是固定的，但是本發明的實施方式中該周期是可變的。本發明的實施方式也適合于這樣的可變周期、可變頻率。開關電源電路4除了以下幾點之外，與圖15所示的實施方式2的變形例I所涉及的開關電源電路2a相同。開關電源電路4具有檢測線圈L的電流的電流檢測線圈LcL線圈L和電流檢測線圈Ld成為變壓器的關系，利用磁耦合從電流檢測線圈Ld取出流過線圈L的動作的拷貝值。從電流檢測線圈Ld的一個端子輸出零電流檢測信號ZCD。電流檢測線圈Ld的另一個端子與低電位側電源布線(接地電平)連接。而且，與圖15所示的控制電路21不同，向控制電路40的輸入端子40_Zra輸入零電流檢測信號Z⑶。圖20所示的開關電源電路4的輸入節點NI和輸入節點N2之間連接有二極管橋式電路DB，將對交流電源AC的交流電壓進行了全波整流之后的正弦波電壓施加到輸入節點NI和N2之間。參照圖21，對本發明的實施方式4所涉及的控制電路40的電路圖進行說明。控制電路40具有第I保護電路PTVM、2輸入或門電路0R40、驅動信號輸出電路FF1、以及電流臨界模式的功率因數改善電路CRM。除了電流臨界模式的功率因數改善電路CRM以外的各個結構要素與圖3等中標有相同標號的結構是相同的，省略對其結構和功能的說明。對第I保護電路PTVM所具有的開關SWl的輸入端子，施加表示共源共柵元件CAS的中間點端子M的電位的中間點電位VM。利用驅動信號DRV而處于導通狀態的共源共柵元件CAS的中間點電位VM是由流過共源共柵元件CAS的漏極端子D的漏極電流Id和常截止型晶體管Tr_noff的導通電阻之積而決定的電壓。該中間點電位VM作為中間點一源極間電壓VMSl從開關SWl輸出，并用比較器OPl與輸入電壓監視信號VI進行比較。在開關電源電路4中發生異常時，比較器OPl所輸出的第I保護信號VM40a從低電平變化為高電平，使共源共柵元件CAS呈非導通狀態。圖3的第I保護電路PTVM的比較器OPl將中間點一源極間電壓VMSl和參考電源Vrefl進行比較。與此不同的是，圖21的第I保護電路PTVM的比較器OPl將中間點一源極間電壓VMSl與輸入電壓監視信號VI進行比較，并輸出第I保護信號VM40a。圖21所示的第I保護電路PTVM的結構與圖19所示的第I保護電路PTVM的結構相同。電流臨界模式的功率因數改善電路CRM具有輸出電壓判定電路V0D、乘法電路MUL、以及比較器0PCRM。輸出電壓判定電路VOD將輸出電壓監視信號VO和參考電源Vref_VO進行比較，輸出具有2個值的輸出電壓控制信號VOC。乘法電路MUL進行該輸出電壓控制信號VOC和輸入電壓監視信號VI的乘法計算，將其結果輸出到比較器0PCRM。此處，乘法電路MUL的輸出兼具如下2個信息:即，關于開關電源電路4的當前輸出電壓相對于原本應有的額定輸出電壓具有多少誤差(相對于額定輸出電壓要小多少)的信息，以及關于為了改善功率因數需要流過多少電流的信息。比較器OPCRM將乘法電路MUL的輸出和從第I保護電路PTVM輸出的中間點一源極間電壓VMSl進行比較，輸出第2功率因數控制信號VM40b。驅動信號輸出電路FFl按照第2功率因數控制信號VM40b，對共源共柵元件CAS的導通狀態進行控制，從而使線圈L (圖20)的電流波形大致與交流電源AC的電流波形一致，也就是使功率因數接近I。當交流電源AC大致為OV時，共源共柵元件CAS的導通狀態的時間變短。由此，流過線圈L的電流的峰值縮小。另一方面，當交流電源AC大致為140V時(利用日本的IOOVrms的情況下的峰值，根據100* V 2來求得)，共源共柵元件CAS的導通狀態的時間變長，流過線圈L的電流的峰值與交流電源AC為OV時相比，電流值相對變大。根據上述動作，交流電源AC的電壓和所流過的電流變為大致相同的全波整流正弦波波形，結果能夠改善功率因數。驅動信號輸出電路FFl按照零電流檢測信號ZCD，從線圈L的電流變為零開始使共源共柵元件CAS變為導通狀態。向2輸入或門電路0R40輸入第2功率因數控制信號VM40b、以及第I保護信號VM40a,其輸出向驅動信號輸出電路FFl的復位端子R輸入。開關電源電路4在進行正常動作時，在由根據輸入電壓監視信號VI及輸出電壓監視信號VO所生成的第2功率因數控制信號VM40b所確定的時刻，將共源共柵元件CAS接通。因此，線圈L的電流被交流電源AC的電壓波形所控制，且被由輸出電壓監視電路VOM所檢測出的輸出電壓的誤差(與額定的輸出電壓之差)所控制。利用該動作來改善輸入的功率因數，使輸出電壓保持為固定值。另一方面，當開關電源電路4發生異常時(例如，線圈L發生飽和或負載6發生短路等)，共源共柵元件CAS按照第I保護信號VM40a而變為非導通狀態，防止系統被破壞。如上所述，在本申請的實施方式中，通過使用共源共柵元件CAS的中間點電位VM，能夠得到功率因數改善動作和發生異常時的保護動作。對于由第I保護信號VM40a進行的保護動作，利用由輸入電壓監視信號VI進行了優化后的參考電壓來進行控制。為了進行改善功率因數的動作，利用交流電源AC的電壓來使流過線圈L的電流的峰值發生變化。因此，通過將輸入電壓監視信號VI設定為參考電壓，能夠理想地檢測出異常電流。實施方式5參照圖22，對本發明的實施方式5所涉及的開關電源電路5的電路圖進行說明。開關電源電路5是絕緣型反激式變換器。開關電源電路5具有輸入節點N1、輸入節點N2、輸出節點N3、輸出節點N4、變壓器TRS、共源共柵元件CAS、二極管D1、電容器C、輸出電壓監視電路V0M、以及控制電路50。作為一個示例，開關電源電路5對施加在輸入節點NI和N2之間的40V的直流輸入電壓Vdc進行降壓，在輸出節點N3和N4之間生成3V的直流輸出電壓。另外，在輸入節點NI和N2之間，也有時通過二極管橋式電路和線路濾波器與商用交流電源連接。在輸入節點NI和N2之間施加直流輸入電壓Vdc，在輸出節點N3和N4之間連接負載6。與變壓器TRS的初級側線圈的一個端子和另一個端子分別連接輸入節點N2和共源共柵元件CAS的二極管端子D。共源共柵元件CAS的源極端子S與輸入節點NI連接。與變壓器TRS的次級側線圈的一個端子和另一個端子分別連接二極管Di的陽極A和輸出節點N3。二極管Di的陰極K與輸出節點N4連接。在輸出節點N3和N4之間連接電容器C。輸出電壓監視電路VOM具有串聯連接在輸出節點N3和N4之間的電阻Rl和電阻R2、光電耦合器控制電路PCC、光電耦合器PC、電阻R5、以及電阻R6。光電耦合器控制電路PCC將與利用電阻Rl和R2進行分壓后的直流輸出電壓相對應的電流輸入到光電耦合器PC。光電耦合器PC用電阻R5將光電耦合器PC的輸出電流變換為輸出電壓監視信號V0，并將其輸出。控制電路50具有:輸入共源共柵元件CAS的中間點端子M的中間點電位VM的輸入端子50_VM ;輸入由輸出電壓監視電路VOM生成的輸出電壓監視信號VO的輸入端子50_VO ;以及向共源共柵元件CAS的柵極端子G輸出驅動信號DRV的輸出端子50_DRV。參照圖23，對本發明的實施方式5所涉及的控制電路50的電路圖進行說明。控制電路50具有第I保護電路PTVM、輸出電壓判定電路V0D、2輸入或門電路0R50、振蕩器OSC、非門INVl、2輸入或非門電路NORl、以及驅動信號輸出電路FFl。在控制電路50和圖3所示的實施方式I的控制電路10中，標有相同標號的各個結構要素具有相同的結構和功能。因此，省略對這些結構要素各自的說明。另外，圖3所示的控制電路10中的2輸入或門電路ORlO和控制電路50中的2輸入或門電路0R50都具有相同的功能。<正常時的動作>參照圖24，對本發明的實施方式5所涉及的控制電路50的動作進行說明。正如圖24(a)所示，在從時刻tl到時刻t2的期間，控制電路50將15V的驅動信號DRV輸出到共源共柵元件CAS的柵極端子G。這此期間，利用振蕩器0SC，每隔規定時間使驅動信號DRV從低電平置位到高電平。另一方面，在從時刻t2到時刻t3的期間，利用圖23所示的輸出電壓控制信號VOC使驅動信號DRV變換為低電平，從而使直流輸出電壓變為一定。正如圖24(b)及(C)所示，在從時刻tl到時刻t2的期間，共源共柵元件CAS變為導通狀態，變壓器TRS的初級側線圈的電流I_trs從2A增大到3A。在圖22中，對于變壓器TRS的2個線圈，認為各自的黑點為同一極性。因此，此時次級側線圈在二極管Di的陽極A側產生負電壓，利用二極管Di來阻止電流流過。變壓器TRS的初級側線圈的電流I_trs作為磁能存儲在變壓器的磁性體(鐵心)中。在從時刻t2到時刻t3的期間，共源共柵元件CAS變換為非導通狀態，變壓器TRS的初級側線圈的電流I_trs變為零。此時，因為變壓器TRS的次級側線圈在二極管Di的陽極A側生成正電壓，因此，存儲的能量通過二極管Di向電容器C釋放。正如圖24(d)及(e)所示，在時刻tl變為導通狀態的共源共柵元件CAS的中間點電位VM(常截止型晶體管Tr_noff的漏極-源極電壓)從1.5V下降到0.1V。在時刻tl之前，因為共源共柵元件CAS處于非導通狀態，因此，中間點電位VM變為相對于源極端子S的電位上升了常導通型晶體管Tr_non的閾值電壓后的值。在時刻t2，利用增加了的共源共柵元件的漏極電流Id在常截止型晶體管的導通電阻上產生電壓降，中間點電位VM上升到
0.15V左右。從時刻t2到時刻t3的期間的中間點電位VM再次變為時刻tl以前的值。正如圖23所示，在從驅動信號成為高電平的時刻tl到時刻t2的期間，第I保護電路PTVM將由開關SWl所選擇的中間點電位VM和參考電源Vrefl進行比較。同樣地，在從驅動信號成為低電平的時刻t2到時刻t3的期間，將由開關SWl所選擇的接地電平和參考電源Vrefl進行比較。即使在從時刻tl到時刻t3之中的任意時刻，也因為開關SWl的輸出不會超過參考電源Vrefl，因此，第I保護信號VM50保持為低電平。正如圖24(f)所示，在從時刻tl到時刻t2的期間，驅動復位信號VRST保持為低電平。這是因為在此期間圖23所示的輸出電壓控制信號VOC保持為低電平。在從時刻t2到時刻t3的期間，驅動復位信號VRST變換為高電平。這是由于輸出電壓監視信號VO超過參考電源Vref_V0而使輸出電壓控制信號VOC變換為高電平的結果。<檢測出異常時的動作>正如圖24(c)、(d)、(e)及(f)所示，在時刻t3開始的共源共柵元件CAS的導通期間中，假定在時刻ts變壓器TRS的初級側線圈發生飽和的情況。在時刻ts以后，由于初級側線圈的電流I_trs急劇增大，因此中間點電位VM在時刻te超過參考電源Vrefl的值。于是，第I保護電路PTVM使第I保護信號VM50從低電平變換為高電平，驅動復位信號VRST從低電平變化為高電平。正如圖24 (a)、(b)及(C)所示，在時刻te，驅動信號輸出電路FFl使驅動信號DRV從高電平變化為低電平，使共源共柵元件CAS從導通狀態變化為非導通狀態。其結果是，初級側線圈的電流I_trs的值向著零急劇地減少。如上所示，當由反激式變換器構成的開關電源電路5中發生異常時，利用控制電路50按照共源共柵元件CAS所輸出的中間點電位VM而輸出的驅動信號DRV，快速地進行該異常檢測和開關電源電路5的保護。即使開關電源電路5是非絕緣型的變換器，也與實施方式5相同。在非絕緣型變換器的情況下，也可以去掉光電I禹合器PC,將輸出電壓監視電路VOM所生成的輸出電壓監視信號VO輸出給控制電路50。要將本次公開的實施方式的所有內容認為是用于例示而非用于限制。可認為本發明的范圍并不是由上述說明表示，而是由權利要求的范圍表示，意味著包含與權利要求的范圍同等的意義及范圍內的所有變更。
權利要求
1.一種開關電源裝置，其特征在于，具有: 施加輸入電壓的一對輸入節點(N1、N2)； 將輸出電壓輸出的一對輸出節點(N3、N4)； 在所述一對輸入節點(N1、N2)之間、或者所述一對輸入節點(N1、N2)之中的高電位側輸入節點(N2)和所述一對輸出節點(N3、N4)中的高電位側輸出節點(N4)之間串聯連接的線圈(L)和共源共柵元件(CAS);以及 輸出對所述共源共柵元件(CAS)的導通狀態進行控制的驅動信號的控制電路(10)，所述共源共柵元件(CAS)具有進行了共源共柵連接的常導通型晶體管(Tr_non)以及常截止型晶體管(Tr_n0ff)， 所述共源共柵元件(CAS)在所述驅動信號為第I狀態和第2狀態的情況下，分別被控制為導通狀態和非導通狀態， 所述控制電路(10)按照從所述常導通型晶體管(Tr_non)及所述常截止型晶體管(Tr_noff)的中間點輸出的中間點電位，使所述驅動信號從所述第I狀態變化為所述第2狀態。
2.如權利要求1所述的開關電源裝置，其特征在于， 在所述中間點上連接有所述常導通型晶體管(Tr_non)的源極以及所述常截止型晶體管(Tr_noff)的漏極， 所述共源共柵元件(CAS)具有:與所述常 導通型晶體管(Tr_non)的漏極連接的漏極端子⑶；與所述常截止型晶體管(Tr_noff)的柵極連接的柵極端子(G);與所述常導通型晶體管(Tr_non)的柵極及所述常截止型晶體管(Tr_noff)的源極連接的源極端子(S);以及與所述中間點連接的中間點端子(M)。
3.如權利要求2所述的開關電源裝置，其特征在于， 所述中間點電位是以所述源極端子(S)的電位為基準的所述中間點端子(M)的電位。
4.如權利要求2所述的開關電源裝置，其特征在于， 所述控制電路(10)具有輸出所述驅動信號的驅動信號輸出電路(FFl)， 所述驅動信號輸出電路(FFl)按照所述中間點電位來使所述驅動信號從所述第I狀態變化為所述第2狀態。
5.如權利要求4所述的開關電源裝置，其特征在于， 所述控制電路(10)還具有第I保護電路(AMP、SWl、0P1)， 所述第I保護電路(AMP、SW1、0P1)在所述驅動信號處于所述第I狀態的期間，根據所述中間點電位輸出第I保護信號， 所述驅動信號輸出電路(FFl)按照所述第I保護信號來使所述驅動信號從所述第I狀態變化為所述第2狀態。
6.如權利要求4所述的開關電源裝置，其特征在于， 所述控制電路(11)還具有第2保護電路(AMP、SW2、0P2)， 所述第2保護電路(AMP、SW2、0P2)在所述驅動信號處于所述第2狀態的期間，根據所述中間點電位輸出第2保護信號， 所述驅動信號輸出電路(FFl)按照所述第2保護信號來使所述驅動信號從所述第I狀態變化為所述第2狀態。
7.如權利要求5或6所述的開關電源裝置，其特征在于，所述控制電路(12)還具有將所述第I保護信號或所述第2保護信號保持規定時間的保持電路(HOLD)。
8.如權利要求4所述的開關電源裝置，其特征在于， 所述漏極端子(D)與所述一對輸入節點(N1、N2)之中的高電位側輸入節點(N2)連接， 所述源極端子(S)與所述線圈(L)的一個端子連接， 所述線圈(L)的另一個端子與所述一對輸出節點(N3、N4)之中的高電位側輸出節點(N4)連接， 所述開關電源裝置還具有:陰極與所述線圈(L)的一個端子連接、且陽極與所述一對輸出節點(N3、N4)之中的低電位側輸出節點(N3)連接的二極管(Di);以及 連接在所述線圈(L)的另一個端子和所述一對輸出節點(N3、N4)之中的低電位側輸出節點(N3)之間的電容器(C)。
9.如權利要求8 所述的開關電源裝置，其特征在于， 所述控制電路(13)還具有: 根據所述輸出電壓來生成輸出電壓監視信號的輸出電壓監視電路(VOM)； 輸出將所述中間點電位限幅為規定的值后得到的限幅電壓的限幅電路(CLP)； 對所述限幅電壓和所述輸出電壓監視信號進行乘法計算的乘法電路(MUL);以及 根據所述乘法電路(MUL)的輸出來輸出第3保護信號的第3保護電路(OPC)， 所述驅動信號輸出電路(FFl)按照所述第3保護信號來使所述驅動信號從所述第I狀態變化為所述第2狀態。
10.如權利要求8所述的開關電源裝置，其特征在于， 所述控制電路(14)還具有: 根據所述輸入電壓來生成輸入電壓監視信號的輸入電壓監視電路(VOM)； 將所述驅動信號處于所述第I狀態的期間中的所述中間點的平均中間點電壓輸出的均化電路(AVR)； 對所述平均中間點電壓和所述輸入電壓監視信號進行乘法計算的乘法電路(MUL);以及 根據所述乘法電路(MUL)的輸出來輸出第4保護信號的第4保護電路(OPA)， 所述驅動信號輸出電路(FFl)按照所述第4保護信號來使所述驅動信號從所述第I狀態變化為所述第2狀態。
11.如權利要求4所述的開關電源裝置，其特征在于， 所述線圈(L)的一個端子與所述一對輸入節點(N1、N2)之中的高電位側輸入節點(N2)連接， 所述開關電源裝置還具有:陽極與所述線圈(L)的另一個端子連接、且陰極與所述一對輸出節點(N3、N4)之中的高電位側輸出節點(N4)連接的二極管(Di);以及連接在所述一對輸出節點(N3、N4)之間的電容器(C)， 所述線圈(L)的另一個端子和所述一對輸入節點(N1、N2)之中的低電位側輸入節點(NI)分別與所述漏極端子(D)和所述源極端子(S)連接。
12.如權利要求11所述的開關電源裝置，其特征在于， 所述控制電路(21)還具有:根據所述輸入電壓來生成輸入電壓監視信號的輸入電壓監視電路(VIM)； 輸出將所述中間點電位限幅為規定的值后得到的中間點限幅電壓的限幅電路(CLP)； 對所述中間點限幅電壓和所述輸入電壓監視信號進行乘法計算的乘法電路(MUL);以及 根據所述乘法電路(MUL)的輸出來輸出第5保護信號的第5保護電路(OPC)， 所述驅動信號輸出電路(FFl)按照所述第5保護信號來使所述驅動信號從所述第I狀態變化為所述第2狀態。
13.如權利要求4所述的開關電源裝置，其特征在于， 將對交流電壓進行了全波整流后的所述輸入電壓施加到所述一對輸入節點(N1、N2)的高電位側輸入節點(N2)與所述一對輸入節點(N1、N2)的低電位側輸入節點(NI)之間，所述線圈(L)的一個端子與所述高電位側輸入節點(N2)連接， 所述開關電源裝置還具有:陽極與所述線圈(L)的另一個端子連接、且陰極與所述一對輸出節點(N3、N4)之中的高電位側輸出節點(N4)連接的二極管(Di);以及連接在所述一對輸出節點(N3、N4)之間的電容器(C)， 所述線圈(L)的另一個端子和所述低電位側輸入節點(NI)分別與所述漏極端子(D)和所述源極端子(S)電連接， 所述開關電源裝置還具有:連接在所述低電位側輸入節點(NI)和所述低電位側輸出節點(N3)之間、且生成將流入所述低電位側輸入節點(NI)的電流值變換為電壓值后得到的電源電流信號的檢測電阻(RS)； 根據所述輸入電壓來生成輸入電壓監`視信號的輸入電壓監視電路(VIM)； 根據所述輸出電壓來生成輸出電壓監視信號的輸出電壓監視電路(VOM);以及根據所述電源電流信號、所述輸入電壓監視信號、以及所述輸出電壓監視信號來改善所述高電位側輸入節點(N2)的輸入電流和所述輸入電壓的功率因數的電流連續模式功率因數改善電路(CCM)， 所述驅動信號輸出電路(FFl)按照所述電流連續模式功率因數改善電路(CCM)的輸出來使所述驅動信號從所述第I狀態變化為所述第2狀態。
14.如權利要求4所述的開關電源裝置，其特征在于， 將對交流電壓進行了全波整流后的所述輸入電壓施加到所述一對輸入節點(N1、N2)的高電位側輸入節點(N2)與所述一對輸入節點(N1、N2)的低電位側輸入節點之間， 所述線圈(L)的一個端子與所述高電位側輸入節點(N2)連接， 所述開關電源裝置還具有:陽極與所述線圈(L)的另一個端子連接、且陰極與所述一對輸出節點(N3、N4)之中的高電位側輸出節點(N4)連接的二極管(Di);以及連接在所述一對輸出節點(N3、N4)之間的電容器(C)， 所述線圈(L)的另一個端子和所述低電位側輸入節點分別與所述漏極端子(D)和所述源極端子(S)連接， 所述開關電源裝置還具有:檢測出所述線圈(L)的零電流并生成零電流檢測信號的零電流檢測線圈(Ld)； 根據所述輸入電壓來生成輸入電壓監視信號的輸入電壓監視電路(VIM)； 根據所述輸出電壓來生成輸出電壓監視信號的輸出電壓監視電路(VOM);以及根據所述輸入電壓監視信號、所述輸出電壓監視信號、以及所述中間點電位來改善所述高電位側輸入節點(N2)的輸入電流和所述輸入電壓的功率因數的電流臨界模式功率因數改善電路(CRM)， 所述驅動信號輸出電路(FFl)按照所述電流臨界模式功率因數改善電路(CRM)的輸出來使所述驅動信號從所述第I狀態變化為所述第2狀態。
15.如權利要求4所述的開關電源裝置，其特征在于， 所述線圈是變壓器(TRS)， 所述變壓器(TRS)的初級側的一個端子與所述一對輸入節點(N1、N2)之中的高電位側輸入節點(N2)連接， 所述變壓器(TRS)的初級側的另一個端子和所述一對輸入節點(N1、N2)之中的低電位側輸入節點(NI)分別與所述漏極端子(D)和所述源極端子(S)連接， 所述開關電源裝置還具有:陽極與所述變壓器的次級側的一個端子連接、且陰極與所述一對輸出節點(N3、N4)之中的高電位側輸出節點(N4)連接的二極管(Di);以及 連接在所述一對輸出節點(N3、N4)之間的電容器(C)。
16.如權利要求8至12、15之中任一項所述的開關電源裝置，其特征在于， 所述輸入電壓是施加到所述一對輸入節點(N1、N2)的高電位側輸入節點(N2)與所述一對輸入節點(N 1、N2)的低電位側輸入節點(NI)之間的直流電壓。
全文摘要
本發明涉及一種開關電源電路(1)，該開關電源電路(1)具有施加輸入電壓(Vdc)的一對輸入節點(N1、N2)；將輸出電壓輸出且與負載(6)連接的一對輸出節點(N3、N4)；連接在輸入節點(N2)和輸出節點(N4)之間的共源共柵元件(CAS)和線圈(L)；以及輸出對共源共柵元件(CAS)的導通狀態進行控制的驅動信號(DRV)的控制電路(10)。控制電路(10)按照構成共源共柵元件(CAS)的常導通型晶體管(Tr_non)和常截止型晶體管(Tr_noff)的連接點(M)的電位，對共源共柵元件(CAS)的導通狀態進行控制。
文檔編號H02M3/335GK103187873SQ20121057671
公開日2013年7月3日 申請日期2012年12月26日 優先權日2011年12月27日
發明者伊藤寬 申請人:夏普株式會社