交流電機的控制裝置制造方法
【專利摘要】提供了一種交流電機的控制裝置。一種用于控制具有逆變器的三相交流電機的控制裝置，該控制裝置包括：用于電機的電流的電流獲取裝置；用于電機的旋轉角度的旋轉角度獲取裝置；用于電流估計值的電流估計裝置；用于第一電壓指令值的第一電壓指令值運算裝置；用于電壓指令參考值的電壓指令參考值運算裝置；用于第二電壓指令值的第二電壓指令值運算裝置；控制模式切換裝置，用于分別地基于第一電壓指令值和第二電壓指令值生成逆變器的驅動信號的第一控制模式和第二控制模式；以及轉數運算裝置。當轉數大于閾值時，選擇第一控制模式。當轉數不大于閾值時，選擇第二控制模式。
【專利說明】交流電機的控制裝置
【技術領域】
[0001]本公開涉及一種交流電機的控制裝置。
【背景技術】
[0002]近年，由于降低燃料消耗和減少廢氣排放的社會需求，電動汽車和混合動力汽車(其每個安裝有作為車輛的功率源的交流電機)引起了注意。例如，在一些混合動力汽車中，由二次電池等構成的直流電源和交流電機經由逆變器等構建的電力轉換裝置而彼此連接；并且直流電源的直流電壓由逆變器轉換為交流電壓從而驅動交流電機。
[0003]在安裝在這種混合動力汽車和電動汽車中的交流電機的控制裝置中，已知下述一種技術:在該技術中，在一個相中設置有用于感測相電流的電流傳感器，從而減少了電流傳感器的數量，借此可以減小逆變器的三個相的輸出端子附近的結構的尺寸并且可以降低交流電機的控制系統的成本(例如，參見專利文獻I)。
[0004]在專利文獻I中，按照下面的方式執行單相控制:對于一個相，使用該一個相的電流傳感器值；并且對于其他相，使用三相交流電流指令值作為其他相的電流估計值，該三相交流電流指令值可以通過基于電角對d軸電流指令值和q軸電流指令值進行逆dq變換而獲取。通過對d軸電流指令值和q軸電流指令值進行逆dq變換所獲取的三相交流電流指令值未成為正確地反映交流電機的實際電流的信息，并且因此交流電機的控制很可能變得不穩定。特別地，當交流電機的轉數小時，每采樣間隔中電流感測值的電流改變和旋轉角度運動變小并且因此缺乏實際信息，其因此很可能使得交流電機的控制更加不穩定。
[0005][專利文獻I] JP-A 第 2008_86139 號(對應于 US2008/0079385_A1)

【發明內容】

[0006]本公開的目的是提供一種交流電機的控制裝置，該交流電機的控制裝置即使在交流電機的轉數小的低速旋轉范圍中也可以穩定地驅動交流電機。
[0007]根據本公開的一個方面，一種具有由逆變器控制的施加電壓的三相交流電機的控制裝置，該控制裝置控制電機的驅動并且包括:電流獲取裝置，用于從電流傳感器獲取電流感測值，該電流傳感器布置在作為電機的三個相中的一個相的電機的傳感器相上；旋轉角度獲取裝置，用于從旋轉角度傳感器獲取旋轉角度感測值，該旋轉角度傳感器感測電機的旋轉角度；電流估計裝置，用于根據電流感測值和旋轉角度感測值，對電流估計值進行運算；第一電壓指令值運算裝置，用于根據與電機的驅動有關的電流指令值和要被反饋的電流估計值，對第一電壓指令值進行運算；電壓指令參考值運算裝置，用于根據電流指令值、使用電機的理論公式，對電壓指令參考值進行運算；第二電壓指令值運算裝置，用于對電壓指令參考值進行校正，以便對第二電壓指令值進行運算；控制模式切換裝置，用于在第一控制模式與第二控制模式之間進行切換，第一控制模式用于基于第一電壓指令值來生成與逆變器的驅動有關的驅動信號，第二控制模式用于基于第二電壓指令值來生成驅動信號；以及轉數運算裝置，用于根據旋轉角度感測值，對電機的轉數進行運算。當轉數大于預定確定閾值時，控制模式切換裝置選擇第一控制模式。當轉數不大于預定確定閾值時，控制模式切換裝置選擇第二控制模式。
[0008]在以上控制裝置中，對電壓指令參考值進行校正并且對第二電壓指令值進行運算，以及在低速旋轉范圍中，基于第二電壓指令值在第二控制模式中控制交流電機的驅動。以這種方式，根據以上控制裝置，在低速旋轉范圍中，可以從交流電機啟動的時間起穩定地控制交流電機的驅動，并且驅動交流電機直到交流電機停止的時間。
【專利附圖】

【附圖說明】
[0009]根據參照附圖而進行的下面的詳細描述，本公開的以上的和其他的目的、特征以及優點將變得更加明顯。在附圖中:
[0010]圖1是示出本公開的第一實施例的交流電機驅動系統的構造的示意圖；
[0011]圖2是示出本公開的第一實施例的電動機控制裝置的構造的示意圖；
[0012]圖3是示出本公開的第一實施例的控制部的構造的框圖；
[0013]圖4A、圖4B以及圖4C是示出在高速旋轉范圍中交流電機的運動的時間圖；
[0014]圖5A、圖5B以及圖5C是示出在中速旋轉范圍中交流電機的運動的時間圖；
[0015]圖6A、圖6B以及圖6C是示出在低速旋轉范圍中交流電機的運動的時間圖；
[0016]圖7A、7B、7C以及7D是示出當交流電機的轉數為0[rpm]時、基于電壓指令參考值來執行控制時交流電機的運動的時間圖；
[0017]圖8A、8B、8C以及8D是示出當交流電機的轉數為O [rpm]時、執行兩相控制時交流電機的運動的時間圖；
[0018]圖9A和圖9B是示出根據本公開的第一實施例的死區時間校正的時間圖；
[0019]圖1OA和圖1OB是示出本公開的第一實施例的幅度校正的圖形；
[0020]圖11是示出本公開的第一實施例的驅動控制處理的流程圖；
[0021]圖12示出根據本公開的第一實施例的FF控制處理的流程圖；
[0022]圖13A至圖13G是示出當執行根據本公開的第一實施例的FF控制處理時交流電機的運動的時間圖；
[0023]圖14至圖14G是示出當執行根據本公開的第一實施例的FF控制處理時交流電機的運動的時間圖；
[0024]圖15是示出本公開的第二實施例的控制部的構造的框圖；
[0025]圖16A和圖16B是示出根據本公開的第二實施例的死區時間校正的時間圖。
【具體實施方式】
[0026]在下文中，將基于附圖來描述根據本公開的交流電機的控制裝置。就這點而言，在下文中的多個實施例中，將通過相同的附圖標記來表示基本上相同的構造，并且將省略對其的描述。
[0027](第一實施例)
[0028]如圖1所示，作為根據本公開的第一實施例的交流電機2的控制裝置的電動機控制裝置10被應用到用于驅動電動車輛的電動機驅動系統I。
[0029]電動機驅動系統I包括交流電機2、直流電源8、電動機控制裝置10等。[0030]交流電機2是例如用于生成驅動電動車輛的驅動輪6的轉矩的電動機。本實施例的交流電機2是永磁同步類型的三相交流電機。
[0031]假定電動車輛包括用于通過電能來驅動驅動輪6的車輛(諸如混合動力汽車、電動汽車以及由燃料電池供電的車輛)。本實施例的電動車輛是設置有引擎3的混合動力車輛，并且交流電機2是所謂的電動發電機(在附圖中由“MG”所標記)，其具有作為生成用于驅動驅動輪6的轉矩的電動機的功能，以及具有作為由從引擎3和驅動輪6所傳送的車輛的動能所驅動的、并且可以生成電力的發電機的功能。
[0032]交流電機2經由傳動裝置4 (例如，變速箱)耦接到車軸5。以這種方式，由交流電機2的驅動所生成的轉矩經由傳動裝置4來旋轉車軸5，從而驅動驅動輪6。
[0033]直流電源8是可以對電力進行充電和放電的電力存儲裝置，例如，諸如鎳金屬氫化物電池或鋰離子電池的二次電池、以及雙電層電容器。直流電源8連接到電動機控制裝置10的逆變器12 (參見圖2)，即，這樣地構建直流電源8以便將電力提供給交流電機2并且經由逆變器12將電力從交流電機2提供給直流電源8。
[0034]車輛控制電路9由微型計算機等構成，并且其中設置有CPU、ROM、I/O以及用于連接這些元件的基線(bass line)，所有這些未在附圖中示出。車輛控制電路9通過軟件處理以及通過硬件處理來控制整個電動車輛，軟件處理通過由CPU運行預先所存儲的程序來執行并且硬件處理由專用電子電路來執行。
[0035]這樣地構建車輛控制電路9以便可以從各種傳感器和開關獲取信號，諸如從加速度傳感器獲取加速度信號、從制動開關獲取制動信號、以及從換擋(shift)開關獲取換擋信號，所有這些未在附圖中示出。此外，車輛控制電路9基于這些所獲取的信號檢測車輛的驅動狀態，并且將與驅動狀態相對應的轉矩指令值trq*輸出到電動機控制裝置10。此外，車輛控制電路9將指令信號輸出到用于控制引擎3的驅動的引擎控制電路(未示出)。
[0036]如圖2所示，電動機控制裝置10包括逆變器12和控制部15。
[0037]逆變器12具有根據交流電機2的驅動狀態和根據車輛請求而施加在其上的逆變器輸入電壓VH，逆變器輸入電壓VH是由升壓轉換器(未示出)將直流電源8的直流電壓所升至的電壓。逆變器12具有以橋接模式連接的六個開關元件(未示出)。更具體地，開關元件由設置在高電勢側的上開關元件(在下文中被稱為“上SW”)和設置在低電勢側的下開關元件(在下文中被稱為“下SW”)構成。與交流電機2的各個相相對應地設置有串聯連接的上SW和下SW。關于開關元件，例如，可以使用IGBT (絕緣柵型雙極晶體管)、MOS (金屬氧化物半導體)晶體管、以及雙極晶體管用于開關元件。基于從控制部15的PWM信號生成部28 (參見圖3)所輸出的？麗信號冊、^1￥1^1111^來接通和關斷開關元件。以這種方式，逆變器12控制要施加在交流電機2上的三相交流電壓vu、vv、vw。當交流電機12具有由逆變器12所生成的、施加在其上的三相交流電壓vu、vv、vw時,交流電機使得其被驅動控制。
[0038] 在本實施例中，當上SW接通并且下SW關斷的狀態被切換為上SW關斷并且下SW接通的狀態時，或當上SW關斷并且下SW接通的狀態被切換為上SW接通并且下SW關斷的狀態時，為了防止由于上SW和下SW同時接通所導致的上/下短路，設置了死區時間時間段Tdt，在該死區時間時間段Tdt中，上SW和下SW兩者關斷。根據開關元件設計預先設置死區時間時間段Tdt。所設置的死區時間時間段Tdt存儲在控制部15的存儲部(未示出)中。[0039]電流傳感器13被設置在交流電機2的任一個相中。在本實施例中，電流傳感器13被設置在W相中，并且在下文中，將設置有電流傳感器13的W相稱為“傳感器相”。電流傳感器13感測穿過作為傳感器相的W相的W相電流感測值iw_sns，并且將W相電流感測值iw_sns輸出到控制部15。控制部15獲取W相電流感測值iw_sns。就這點而言，在本實施例中，電流傳感器13被設置在W相中，但是其可以被設置在任一相中。在下文中，將在本實施例中描述傳感器相為W相的構造。
[0040]旋轉角度傳感器14設置在交流電機2的轉子(未示出)附近，并且感測電角Θ e以及將所感測的電角Θ e輸出到控制部15。控制部15獲取電角Θ e。本實施例的旋轉角度傳感器14是分解器(resolver)。另外，旋轉角度傳感器14可以是其他種類的傳感器，例如，旋轉編碼器。
[0041]在此，將描述交流電機2的驅動控制。根據基于由旋轉角度傳感器14所感測的電角Θ e的交流電機2的轉子的轉數(在下文中，根據需要簡單地稱為“交流電機2的轉數N”)和來自車輛控制電路9的轉矩指令值trq*，電動機控制裝置10驅動作為電動機的交流電機2以執行動力操作，從而消耗電力；或驅動作為發電機的交流電機2以執行發電操作，從而生成電力。具體地，根據轉數N和轉矩指令值trq*是正還是負，電動機控制裝置10將交流電機2的操作切換為下面的四個模式:
[0042]〈1.正向旋轉/動力操作 > 當轉數N為正并且轉矩指令值trq*為正時，交流電機2消耗電力；
[0043]〈2.正向旋轉/發電操作 > 當轉數N為正并且轉矩指令值trq*為負時，交流電機2生成電力；
[0044]〈3.反向旋轉/動力操作 > 當轉數N為負并且轉矩指令值trq*為負時,交流電機2消耗電力；以及
[0045]<4.反向旋轉/發電操作 > 當轉數N為負并且轉矩指令值trq*為正時，交流電機2生成電力。
[0046]當轉數N>0 (正向旋轉)并且轉矩指令值trq*>0、或轉數N〈0 (反向旋轉)并且轉矩指令值trq*〈0時，逆變器12通過開關元件的開關操作來將從直流電源8所提供的直流電力轉換為交流電力，并且將交流電力提供給交流電機2，從而以這樣的方式驅動交流電機2以便輸出轉矩(以便執行動力操作)。
[0047]另一方面，當轉數N>0 (正向旋轉)并且轉矩指令值trq*〈0、或轉數N〈0 (反向旋轉)并且轉矩指令值trq*>0時，逆變器12通過開關元件的開關操作來將由交流電機2所生成的交流電力轉換為直流電力，并且將直流電力提供給直流電源8，借此交流電機2執行發電操作。
[0048]接下來，將基于圖3來描述控制部15的細節。如圖3所示，控制部15包括轉數運算部16、電流指令值運算部21、電壓指令參考值運算部22、電壓指令參考值校正部23、電流估計部24、電壓指令值運算部25、切換確定部26、三相電壓指令值運算部27、PWM信號生成部28、三相電流指令值運算部31、死區時間校正值運算部32、幅度校正系數運算部40等。
[0049]轉數運算部16基于電角0e對交流電機2的轉數N進行運算。電流指令值運算部21基于從車輛控制電路9所獲取的轉矩指令值trq*，在被設置為交流電機2的旋轉坐標的旋轉坐標系(d-q坐標系)中對d軸電流指令值id*和q軸電流指令值iq*進行運算。在本實施例中，參照預先所存儲的映射來對d軸電流指令值id*和q軸電流指令值iq*進行運算，但是可以這樣地構建d軸電流指令值id*和q軸電流指令值iq*以便借助于數學公式等來進行運算。
[0050]電壓指令參考值運算部22基于d軸電流指令值id*和q軸電流指令值iq*、借助于作為電動機的理論公式的電壓等式，對d軸電壓指令參考值Vd_ref和q軸電壓指令參考值vq_ref進行運算。d軸電壓指令值參考值vd_ref和q軸電壓指令參考值vq_ref是從d軸電流指令值id*和q軸電流指令值iq*直接地運算得出的，并且d軸電壓指令值參考值vd_ref和q軸電壓指令參考值vq_ref還可以被認為是前饋項(在下文中，被稱為“FF”)。[0051 ] 電壓指令參考值校正部23對d軸電壓指令參考值vd_ref和q軸電壓指令參考值vq_ref進行校正,并且對第二 d軸電壓指令值vd*_2和第二 q軸電壓指令值vq*_2進行運笪
ο
[0052]稍后將詳細描述:用于在電壓指令參考值運算部22中對d軸電壓指令參考值vd_ref和q軸電壓指令參考值vq_ref進行運算的方法，以及用于在電壓指令參考值校正部23中對第二 d軸電壓指令值vd*_2和第二 q軸電壓指令值vq*_2進行運算的方法。
[0053]電流估計部24基于W相電流感測值iw_sns和電角Θ e對d軸電流估計值id_est和q軸電流估計值iq_est進行運算。在本實施例中，電流估計部24基于d軸電流指令值id*和q軸電流指令值iq*以及W相電流感測值iw_sns和電角Θ e，對d軸電流估計值id_est和q軸電流估計值iq_est進行運算。具體地，電流估計部24使得通過對d軸電流指令值id*和q軸電流指令值iq*進行逆dq變換所計算出的U相電流指令值iu*和V相電流指令值iv*成為U相電 流估計值iu_est和V相電流估計值iv_est。然后，電流估計部24對U相電流估計值iu_est、V相電流估計值iv_est、以及W相電流感測值iw_sns進行dq變換，以對d軸電流估計值id_est和q軸電流估計值iq_est進行運算。
[0054]用于對d軸電流估計值id_est和q軸電流估計值iq_est進行運算的方法不限于此方法，而且可以采用基于W相電流感測值iw_sns和電角Qe對d軸電流估計值id_est和q軸電流估計值iq_est進行運算的任何方法。此外，可以根據任何方法對U相電流估計值iu_est和V相電流估計值iv_est進行運算,或如果不需要針對d軸電流估計值id_est和q軸電流估計值iq_est的運算則不需要進行運算。
[0055]電壓指令值運算部25對作為從電流估計部24所反饋的d軸電流估計值id_est與d軸電流指令值id*之間的差異的d軸電流偏差Aid進行運算，并且以d軸電流偏差Aid收斂到O [A]以便使得d軸電流估計值id_est跟隨d軸電流指令值id*的方式、根據PI運算對第一 d軸電壓指令值vd*_l進行運算。此外，電壓指令值運算部25對作為從電流估計部24所反饋的q軸電流估計值iq_est與q軸電流指令值iq*之間的差異的q軸電流偏差Δ iq進行運算,并且以q軸電流偏差Aiq收斂到0[A]以便使得q軸電流估計值iq_est跟隨q軸電流指令值iq*的方式、根據PI運算對第一 q軸電壓指令值vq*_l進行運算。
[0056]切換確定部26在選擇第一 d軸電壓指令值vd*_l和第一 q軸電壓指令值vq*_l作為d軸電壓指令值vd*和q軸電壓指令值vq*、與選擇第二 d軸電壓指令值vd*_2和第二q軸電壓指令值vq*_2作為d軸電壓指令值vd*和q軸電壓指令值vq*之間進行切換，d軸電壓指令值vd*和q軸電壓指令值vq*被用于與逆變器12的驅動有關的驅動信號(稍后描述的PWM信號UU、UL、VU、VL、WU、WL)的運算。在本實施例中，當轉數N大于給定的切換確定閾值A時，切換確定部26選擇第一 d軸電壓指令值vd*_l和第一 q軸電壓指令值vq*_l作為d軸電壓指令值vd*和q軸電壓指令值vq*。此外，當轉數N不大于給定的切換確定閾值A時，切換確定部26選擇第二 d軸電壓指令值vd*_2和第二 q軸電壓指令值vq*_2作為d軸電壓指令值vd*和q軸電壓指令值vq*。在下文中，基于第一 d軸電壓指令值vd*_l和第一 q軸電壓指令值vq*_l生成與逆變器12的驅動有關的驅動信號并且控制交流電機2的驅動的操作將被稱為“估計電流反饋控制(在下文中，根據需要反饋將被描述為“FB”)”。估計電流反饋控制還可以被認為是使用一個相的電流感測值(在本實施例中為W相電流感測值iw_sns)的單相控制。此外,基于第二 d軸電壓指令值vd*_2和第二 q軸電壓指令值vq*_2生成與逆變器12的驅動有關的驅動信號并且控制交流電機2的驅動的操作將被稱為“FF電壓指令控制(在下文中，根據需要被稱為“FF控制”)”。在本實施例中，“估計電流反饋控制模式”對應于“第一控制模式”并且“FF電壓指令控制(FF控制)模式”對應于“第二控制模式”。在此，在本實施例中，考慮到電流傳感器被設置在一個相中，所以就術語的廣義而言，“估計電流反饋控制”和“FF控制”也可以被認為是“單相控制”。
[0057]在本實施例中，可以考慮基于轉數N在估計電流反饋控制與FF控制之間進行切換，即，基于轉數N切換控制模式。更詳細地，當轉數N大于確定閾值A時，執行估計電流反饋控制模式；并且當轉數N不大于確定閾值A時，執行FF控制模式。
[0058]三相電壓指令值運算部27基于從旋轉角度傳感器14所獲取的電角Θ e，將d軸電壓指令值vd*和q軸電壓指令值vq*逆dq變換為U相電壓指令值vu*、V相電壓指令值vv*、以及W相電壓指令值vw*。
[0059]PWM信號生成部28基于三相交流的電壓指令值vu*、w*、w*以及作為施加在逆變器12上的電壓的逆變器輸入電壓VH，對與逆變器12的開關元件的接通和關斷有關的PWM信號UU、UL、VU、VL、WU、WL進行運算。
[0060]然后，當基于PWM信號UU、UL、VU、VL、WU、WL接通和關斷逆變器12的開關元件時，生成三相交流電壓vu、vv、VW,并且當三相交流電壓vu、vv、VW被施加到交流電機2上時，以輸出根據轉矩指令值trq*的轉矩的方式來控制交流電機2的驅動。在此，三相交流電壓VU、W、VW對應于“施加的電壓”。
[0061]三相電流指令值運算部31基于電角Θ e，將d軸電流指令值id*和q軸電流指令值iq*逆dq變換為U相電流指令值iu*、V相電流指令值iv*、以及W相電流指令值iw*。在下文中，根據需要U相電流指令值iu*、V相電流指令值iv*、以及W相電流指令值iw*將被稱為“三相電流指令值iu*、iv*、iw*”。
[0062]死區時間校正值運算部32對d軸死區時間校正值vd_dt和q軸死區時間校正值vq_dt進行校正,d軸死區時間校正值vd_dt和q軸死區時間校正值vq_dt對應于當在死區時間時間段Tdt中關斷上SW和下SW時所導致的電壓誤差。
[0063]幅度校正系數運算部40基于W相電流感測值iw_sns和W相電流指令值iw*對幅度校正系數Ka進行運算。
[0064]稍后將詳細描述d軸死區時間校正值vd_dt、q軸死區時間校正值vq_dt、以及幅度校正系數Ka。
[0065]在此，將基于圖4A、圖4B、圖4C至圖6A、圖6B、圖6C來描述估計電流反饋控制模式。圖4A、圖4B、圖4C是高速旋轉范圍的示例，圖5A、圖5B、圖5C是中速旋轉范圍的示例，以及圖6A、圖6B、圖6C是低速旋轉范圍的示例。在此，“高速旋轉、中速旋轉、以及低速旋轉”僅被用于相對的含義，并且不意味著具體的轉數。換言之，當假定:圖4A、圖4B、圖4C中的轉數為NI ;圖5A、圖5B、圖5C中的轉數為N2 ;以及圖6A、圖6B、圖6C中的轉數為N3時，則N1、N2、以及N3之間的關系為簡單地NI≥N2≥N3。此外，在圖4A到圖4C至圖6A到圖6C中，假定采樣間隔Ts相同。在圖4A、圖4B、圖4C至圖6A、圖6B、圖6C中，圖4A、圖5A以及圖6A示出了 d軸電流、圖4B、圖5B以及圖6B示出了 q軸電流，以及圖4C、圖5C以及圖6C示出了電角運動Λ 0e和電流改變Aiw與采樣間隔Ts之間的關系。此外，在圖4A、圖5A以及圖6A和圖4B、圖5B以及圖6B中，d軸實際電流值id和q軸實際電流值iq由實線表示，反之d軸電流指令值id*和q軸電流指令值iq*由虛線表示。此外，圖4A、圖5A以及圖6A和圖4B、圖5B以及圖6B中的每個示出了下述情況:在該情況中，在時間Tc之前的第一步驟中執行基于具有在其中各自設置有電流傳感器的兩個相的電流感測值的兩相控制，并且在時間Tc時將兩相控制切換為基于一個相的電流感測值(在本實施例中為W相的電流感測值iw_sns)的估計電流反饋控制。 [0066]如圖4A和圖4B所示，當在轉數N高的高速旋轉范圍中將兩相控制切換為估計電流反饋控制時，在估計電流反饋控制中d軸實際電流值id和q軸實際電流值iq的波動范圍與在兩相控制中d軸實際電流值id和q軸實際電流值iq沒有很大的差異。
[0067]這是因為下述原因:如圖4C所示，當與轉數N無關、采樣間隔Ts相同時，在采樣間隔Ts處電角運動Λ 0e和電流改變Aiw變為相對大的值，并且因此還容易地反映在估計電流反饋控制中的實際信息。
[0068]另一方面，如圖5A和圖5B所示，當在轉數為中等的中速旋轉范圍中將兩相控制切換為估計電流反饋控制時，在估計電流反饋控制中d軸實際電流值id和q軸實際電流值iq的波動范圍與在兩相控制中d軸實際電流值id和q軸實際電流值iq相比較大，并且因此控制變得不穩定。
[0069]這是因為下述原因:如圖5C所示，在采樣間隔Ts處電角運動Λ 0e和電流改變Aiw變為小于在轉數N高的高速旋轉范圍中的電角運動Λ 0e和電流改變Aiw，并且因此實際信息變得缺乏。
[0070]此外，如圖6A和圖6B所示，當在低速旋轉范圍中將兩相控制切換為估計電流反饋控制時，在估計電流反饋控制中d軸實際電流值id和q軸實際電流值iq的波動范圍與當轉數N在中速旋轉范圍中時的d軸實際電流值id和q軸實際電流值iq相比更加大，并且因此控制變得更加不穩定。
[0071]如圖6C所示，當轉數N小時,在采樣間隔Ts處電角運動Δ Qe和電流改變Aiw變為接近于O。這是因為下述原因:在本實施例中，U相電流指令值iu*被用作U相電流估計值iu_est并且V相電流指令值iv*被用作V相電流估計值iv_est,使得當對于指令而變化的值的電流改變△ iw變為近似O [A]時，反饋的d軸電流估計值id_est和q軸電流估計值iq_est幾乎不變化。
[0072]以這種方式，當轉數N在低速旋轉范圍中時，在采樣間隔Ts處電角運動Λ 0e和電流改變Λ iw變小。換言之，反映到反饋的d軸電流估計值id_est和q軸電流估計值iq_est的實際信息變得缺乏。由于這個原因，反饋的d軸電流估計值id_est和q軸電流估計值iq_est的估計精度降低,使得當在低速旋轉范圍中執行估計電流反饋控制時,可能不可以穩定地驅動交流電機2。
[0073]因此，在本實施例中，當轉數N不大于給定的切換確定閾值A時，替代于估計電流反饋控制，執行基于第二 d軸電壓指令值vd*_2和第二 q軸電壓指令值vq*_2(在兩者中的每個中對FF項進行校正)的FF控制。
[0074]將描述由電壓指令參考值運算部22所運算的d軸電壓指令參考值Vd_ref和q軸電壓指令參考值vq_ref。
[0075]首先，電動機的電壓等式通常表示為下面的等式(1.1)、等式(1.2)。
[0076]vd=RaX id+LdX (d/dt) X id-ω XLqX iq....(1.1)
[0077]vq=RaX iq+LqX (d/dt) X iq+ω XLdX id+ω X ψ....(1.2)
[0078]此外，當忽略表示瞬時屬性的時間微分項(d/dt)、以及在等式(1.1)中使用d軸電壓指令參考值vd_ref作為vd和使用d軸電壓指令值id*作為id、并且在等式(1.2)中使用q軸電壓指令參考值vq_ref作為vq和使用q軸電壓指令值iq*作為iq時，等式(1.1)、等式(1.2)被重寫為等式(2.1)、等式(2.2)。
[0079]vd_ref=RaX id*-ω X LqX iq*....(2.1)
[0080]vq_ref=RaX iq*+ω XLdX id*+ω X ψ....(2.2)
[0081]在等式中的參考標記如下。
[0082]Ra:電樞電阻
[0083]Ld、Lq:d軸自感、q軸自感
[0084]ω:電角速率
[0085]Ψ:電樞永磁交鏈通量
[0086]就這點而言，可以將作為交流電機2的機器常數的電樞電阻Ra、d軸自感Ld和q軸自感Lq、以及電樞永磁交鏈通量V設置為固定值，或可以通過計算來進行計算。此外，可以將接近實際特性的值與機器常數的實際測量值表示為映射，并且可以基于轉矩指令值trq* (或d軸電流指令值id*和q軸電流指令值iq*)來對機器常數進行運算。
[0087]由電壓指令參考值運算部22基于電角9e對電角速率ω進行運算。此外，電角速率ω可以從轉數N運算得到。
[0088]在此，當轉數N為O [rpm]時，電角速率ω也變為O [rad/s]，并且因此，等式(2.1)、等式(2.2)中的ω項變為O。因此，由電壓指令參考值運算部22所運算的d軸電壓指令參考值vd_ref和q軸電壓指令參考值vq_ref僅剩電阻項,如等式(3)、等式(4)所示。
[0089]vd_ref=RaX id*....(3)
[0090]vq_ref=RaX iq*.....(4)
[0091]如等式(3)、等式(4)所示，當轉數N為0[rpm]時,d軸電壓指令參考值vd_ref和q軸電壓指令參考值vq_ref基于電樞電阻Ra。因此，依賴于電樞電阻的值Ra和電流指令值，d軸電壓指令參考值vd_ref和q軸電壓指令參考值vq_ref變為小值。此外，存在下述情況:在該情況中，理論電壓指令參考值以與交流電機2和電動機控制裝置10有關的物理因子等而不同于根據指令生成轉矩的與交流電機2的實際驅動有關的電壓指令值。由于這個原因，如圖7A和圖7B所示，當基于從電壓等式所計算出的d軸電壓指令參考值Vd_ref和q軸電壓指令參考值vq_ref控制交流電機2時，通過交流電機2的d軸實際電流值id和q軸實際電流值iq幾乎變為O [A]。因此，未生成用于實際地驅動交流電機2所需要的轉矩，并且因此不可以啟動交流電機2。
[0092]就這點而言，如圖SC和圖8D所示，當在兩個相中設置有電流傳感器時并且基于兩個相的電流感測值執行反饋控制(兩相控制)時、當轉數為0[rpm]時，基于絕對值大于d軸電壓指令參考值vd_ref和q軸電壓指令參考值vq_ref的d軸電壓指令值vd*和q軸電壓指令值vq*的電壓被施加在交流電機2上，由此與d軸電流指令值id*和q軸電流指令值iq*相對應的d軸實際電流值id和q軸實際電流值iq通過交流電機2。
[0093]就這點而言，在圖7A至圖7D和圖8A至圖8D中，圖7A和圖8A示出了 d軸電流，圖7B和圖8B示出了 q軸電流，圖7C和圖8C示出了 d軸電壓，以及圖7D和圖8D示出了 q軸電壓。此外，在圖7A和圖8A以及圖7B和圖8B中，實線示出了 d軸實際電流值id和q軸實際電流值iq，反之虛線示出了 d軸電流指令值id*和q軸電流值iq*。另外,在圖7C和圖8C以及圖7D和圖8D中，虛線示出了當執行兩相控制時所運算出的d軸電壓指令值vd*和q軸電壓指令值vq*，并且單點劃線示出了 d軸電壓指令值vd*的均值vd_mean和q軸電壓指令值vq*的均值vq_mean,以及雙點劃線示出了 d軸電壓指令參考值vd_ref和q軸電壓指令參考值vq_ref。為了清楚地示出d軸電壓指令參考值Vd_ref和q軸電壓指令參考值vq_ref，與圖8C和圖8D相比，以沿著縱向方向放大的狀態示出了圖7C和圖7D。
[0094]在此，當在轉數N為O [rpm]的狀態下、將在兩相控制中被施加到交流電機2的d軸電壓指令值vd*和q軸電壓指令值vq*應用到電壓等式時，d軸電壓指令值vd*和q軸電壓指令值vq*表示為下面的等式(5)、等式(6)。
[0095]vd*=RaX id*+vd_cmp....(5)
[0096]vq*=RaX iq*+vq_cmp....(6)
[0097]S卩，在兩相控制中，電壓指令值通過反饋控制而增加直到與d軸電流指令值id*和q軸電流指令值iq*相對應的電流通過為止。由于這個原因，還可以考慮通過反饋控制生成d軸電壓指令校正值vd_cmp和q軸電壓指令校正值vq_cmp。可以考慮d軸電壓指令校正值vd_cmp和q軸電壓指令校正值vq_cmp中的每個對應于根據電壓等式所計算出的理論電壓指令參考值和根據指令生成轉矩的與交流電機2的實際驅動有關的電壓指令值之間的差異。
[0098]同時，在本實施例中，為了防止當同時接通逆變器12的上SW和下SW時所導致的上/下短路，設置了死區時間時間段Tdt，在該死區時間時間段Tdt中關斷上SW和下SW。通過設置死區時間時間段Tdt，存在實際地施加在交流電機2上的電壓不同于理論值的情況。由死區時間時間段Tdt所導致的理論值與實際值之間的差異而導致的電壓誤差的影響隨著轉速降低和轉矩變小而變大。
[0099]因此,在本實施例中，考慮等式(5)和等式(6)中的d軸電壓指令校正值vd_cmp和q軸電壓指令校正值vq_cmp是由死區時間時間段Tdt的電壓誤差所導致的，死區時間校正值運算部32計算d軸死區時間校正值vd_dt和q軸死區時間校正值vq_dt，并且電壓指令參考值校正部23校正d軸電壓指令參考值vd_ref和q軸電壓指令參考值vq_ref。
[0100]在此,將基于圖9A和圖9B描述d軸死區時間校正值vd_dt和q軸死區時間校正值vq_dt的運算。
[0101]圖9A示出了與U相相對應的上SW和下SW的接通和關斷。如圖9A所示，當將上Sff接通并且下SW關斷的狀態切換為上SW關斷并且下SW接通的狀態時，為了防止由上SW和下SW接通所導致的上/下短路，設置了死區時間時間段Tdt，在該死區時間時間段Tdt中，上SW和下SW兩者關斷。根據開關元件設計預先設置死區時間時間段Tdt為給定值。在此，這對于從下SW接通并且上SW關斷的狀態切換為下SW關斷并且上SW接通的狀態的情況，以及對于除了 U相之外的V相和W相相同。
[0102]各個相的死區時間校正值vu_dta、vv_dta、vw_dta表示為下面的等式(7)。等式(7 )中的f c是用于生成PWM信號的三角波的頻率，并且VH是逆變器輸入電壓。
[0103]vu_dta=vv_dta=vw_dta=Tdt X f c X VH.....(7)
[0104]此外，如圖9B所示，當U相電流iu為正時，將死區時間校正值vu_dta相加到U相電流iu,反之，當U相電流iu為負時,從U相電流iu減去死區時間校正值vu_dta。這對于V相和W相相同。
[0105]在本實施例中，V相和W相在其中不設置有電流傳感器，使得不可以確定各個相(具體地，U相和W相)的電流是正還是負。在此，在本實施例中，三相電流指令值運算部31對三相電流指令值iu*、iv*、iw*進行運算,并且基于三相電流指令值iu*、iv*、iw*確定各個相的電流是正還是負。換言之，“基于每個相的電流指令值是正還是負確定死區時間校正值是正還是負”。
[0106]具體地，當U相電流指令值iu*為正時,設置U相死區時間校正值vu_dt=vu_dta ；反之，當U相電流指令值iu*為負時,設置U相死區時間校正值vu_dt=_vu_dta。此外，當V相電流指令值iv*為正時，設置U相死區時間校正值vv_dt=vv_dta ;反之，當V相電流指令值iv*為負時，設置V相死區時間校正值vv_dt=_vv_dta。另外，當W相電流指令值iw*為正時，設置W相死區時間校正值vw_dt=vw_dta ;反之，當W相電流指令值iw*為負時,設置W相死區時間校正值vw_dt=_vw_dta。
[0107]然后,基于電角Θ e將U相死區時間校正值vu_dt、V相死區時間校正值vv_dt、以及W相死區時間校正值vw_dt dq變換為d軸死區時間校正值vd_dt和q軸死區時間校正值 vq_dtο
[0108]將所計算出的d軸死區時間校正值vd_dt相加到d軸電壓指令參考值vd_ref，并且將所計算出的q軸死區時間校正值vq_dt相加到q軸電壓指令參考值vq_ref，借此可以確保啟動交流電機2所需要的電壓，并且因此可以從交流電機2停止的狀態啟動交流電機2的驅動。類似地，可以從交流電機被驅動的狀態停止交流電機2的驅動，借此可以停止交流電機2。
[0109]同時，在其中關斷上SW和下SW的實際死區時間很可能不同于預先設置的死區時間時間段Tdt。此外，被用于電壓等式的運算的機器常數很可能包括誤差。因此，在本實施例中，考慮到死區時間的變化和機器常數的誤差，進行進一步的校正。
[0110]在本實施例中，當轉數N在低速旋轉范圍(特別地,O [rpm])中時,假定電壓相位幾乎等于電流指令相位，并且基于W相電流指令值iw*和W相電流感測值iw_sns校正電壓幅度。
[0111]在此，將通過以轉數N為0[rpm]的情況作為示例來概念性地描述電壓幅度校正。
[0112]如圖1OA所示，當將與基于某一電流指令矢量i* (id*，iq*)的電壓指令矢量V*(vd*, vq*)相對應的電壓施加到交流電機2時,假定實際地通過交流電機2的電流的電流矢量i (id, iq)不同于電流指令矢量i* (id*, iq*)。在此,如圖1OB所示，電壓指令矢量v* (vd*, vq*)乘以電流指令矢量i* (id*, iq*)與實際地通過交流電機2的電流的電流矢量i (id，iq)的幅度的比例，從而運算校正的電壓指令矢量V’ * (vd’ *，vq’ *)，并且與校正的電壓指令矢量V’* (vd’*，vq’*)相對應的電壓被施加到交流電機2。以這種方式，可以使得實際地通過交流電機2的電流的電流矢量i (id，iq)接近電流指令矢量i* (id*，iq*X
[0113]如圖3所示，本實施例設置有幅度校正系數運算部40。幅度校正系數運算部40計算幅度校正系數Ka，幅度校正系數Ka為W相電流指令值iw*與W相電流感測值iw_sns的比例。幅度校正系數Ka如等式(8)中所示。
[0114]Ka=iw*/iw_sns.....(8)
[0115]當對幅度校正系數Ka進行運算時，為了避免通過將O乘以其他數的所謂的“零乘”或將其他數除以O的所謂的“零除”而降低運算精度，在W相電流指令值iw*和W相電流感測值iw_sns在O [A]附近的情況下，即在W相電流指令值iw*和W相電流感測值iw_sns在包括0[A]的給定范圍中的情況下，期望對幅度校正系數Ka進行插值。因此，在本實施例中，固定幅度校正系數Ka，例如，固定為I。在此，當確定W相電流指令值iw*和W相電流感測值iw_sns在包括O [A]的給定范圍中時，不僅可以將幅度校正系數Ka固定為I而且幅度校正系數Ka還可以例如采用最近一次的值。以這種方式，用于對幅度校正系數Ka進行插值的方法不限于指定的方法。另外，還推薦以幅度校正系數Ka在包括例如I的給定范圍內的方式來設置幅度校正系數Ka的上限和下限。
[0116]電壓指令參考校正部23借助于由死區時間校正值運算部32所運算的d軸死區時間校正值vd_dt和q軸死區時間校正值vq_dt、以及由幅度校正系數運算部40所運算的幅度校正系數Ka，對d軸電壓指令參考值vd_ref和q軸電壓指令參考值vq_ref進行校正，從而對第二 d軸電壓指令值vd*_2和第二 q軸電壓指令值vq*_2進行運算。將通過等式(9)和等式(10)示出第二 d軸電壓指令值vd*_2和第二 q軸電壓指令值vq*_2。
[0117]vd*_2=KaX (vd_ref+vd_dt)....(9)
[0118]vq*_2=KaX (vq_ref+vq_dt)....(10)
[0119]在此，將基于圖11和圖12所示的流程圖來描述根據本實施例的交流電機2的驅動控制處理。圖11和圖12所示的處理由控制部15執行。此外，圖12是用于描述圖11中的FF控制處理的下級流程。
[0120]如圖11所示，在第一步驟SlOl中(在下文中，省略“步驟”并且簡單地表示為“S”)，從旋轉角度傳感器14獲取電角0e并且對轉數N進行運算。此外，從電流傳感器13獲取W相電流感測值iw_sns。
[0121]在S102中，電流估計部24基于W相電流感測值iw_sns和電角9e來對d軸電流估計值id_est和q軸電流估計值iq_est進行運算。在本實施例中，電流估計部24基于d軸電流指令值id*和q軸電流指令值iq*以及W相電流感測值iw_sns和電角Θ e來對d軸電流估計值id_est和q軸電流估計值iq_est進行運算。即，在本實施例中，電流估計部24總是與轉數N無關地對d軸電流估計值id_est和q軸電流估計值iq_est進行運算。
[0122]在S103中,確定轉數N是否不大于給定的切換確定閾值A。如果確定轉數N不大于切換確定閾值A (S103:是)，則例程繼續到S106。當確定轉數N大于切換確定閾值A時(S103:否)，例程繼續到S104。[0123]在S104中，執行估計電流反饋控制，并且電壓指令值運算部25基于d軸電流指令值id*和q軸電流指令值iq*以及d軸電流估計值id_est和q軸電流估計值iq_est來對第一 d軸電壓指令值vd*_l和第一 q軸電壓指令值vq*_l進行運算。在此，當就在S104之前的處理的S103中做出了肯定確定時，即，當在緊接之前執行FF控制時，期望在PI運算中，將最近的d軸電壓指令值vd*和最近的q軸電壓指令值vq*設置為PI積分項的初始值。以這種方式，當將FF項校正處理切換為估計電流反饋控制處理時，可以防止d軸電壓指令值vd*和q軸電壓指令值vq*突然地改變。
[0124]在S105中，選擇第一 d軸電壓指令值vd*_l作為d軸電壓指令值vd*并且選擇第
一q軸電壓指令值vq*_l作為q軸電壓指令值vq*。
[0125]在當轉數N不大于切換確定閾值A (S103:是)時例程所繼續到的S106中，替代于估計反饋控制執行FF控制。
[0126]在此，將基于圖12中所示的流程圖來描述S106中的FF控制處理。
[0127]在S161中，三相電流指令值運算部31基于d軸電流指令值id*、q軸電流指令值iq*以及電角Θ e來對三相電流指令值iu*、iv*、iw*進行運算。
[0128]在S162中，死區時間校正值運算部32對d軸死區時間校正值vd_dt和q軸死區時間校正值vq_dt進行運算。
[0129]在S162中，幅度校正系數運算部40對幅度校正系數Ka進行運算。
[0130]在S164中， 電壓指令參考值運算部22基于d軸電流指令值id*和q軸電流指令值iq*、借助于電壓等式來對d軸電壓指令參考值vd_ref和q軸電壓指令參考值vq_ref進行運算。
[0131]在S165中，電壓指令參考值校正部23基于d軸死區時間校正值vd_dt和q軸死區時間校正值vq_dt以及幅度校正系數Ka對d軸電壓指令參考值vd_ref和q軸電壓指令參考值vq_ref進行校正,從而對第二 d軸電壓指令值vd*_2和第二 q軸電壓指令值vq*_2進行運算(參見等式(9)和等式(10))。
[0132]返回到圖11，在S106之后例程所繼續到的S107中，選擇第二 d軸電壓指令值vd*_2作為d軸電壓指令值vd*并且選擇第二 q軸電壓指令值vq*_2作為q軸電壓指令值vq*0
[0133]在S108中，三相電壓指令值運算部27基于電角Θ e將d軸電壓指令值vd*和q軸電壓指令值vq*進行逆dq變換,從而對三相電壓指令值vu*、vv*、vw*進行運算。
[0134]在S109中，PWM信號生成部28基于逆變器輸入電壓VH來對三相電壓指令值vu*、vv*、vw*進行PWM調制，從而計算PWM信號UU、UL、VU、VL、WU、WL,并且將PWM信號UU、UL、VU、VL、WU、WL輸出到逆變器12。
[0135]然后，基于？麗信號冊、^1￥1^^11^接通和關斷逆變器12的開關元件，借此生成三相交流電壓VU、VV、VW。三相交流電壓VU、VV、VW被施加到交流電機2上,借此由交流電機2輸出根據轉矩指令值trq*的轉矩。
[0136]圖13A至圖13G示出了從交流電機2停止(B卩，轉數N為0[rpm])的狀態到通過FF控制啟動交流電機2并且轉數N達到確定閾值A[rpm]的狀態的交流電機2的運動。此外，圖14A至圖14G示出了從轉數N為確定閾值A[rpm]的狀態到通過FF控制停止交流電機2的狀態的交流電機2的運動。在圖13A至圖13G和圖14A至圖14G中，圖13A和圖14A示出了轉矩，圖13B和圖14B示出了轉數，圖13C和圖14C示出了 d軸電流，圖13D和圖14D示出了 q軸電流，圖13E和圖14E示出了 d軸電壓，圖13F和圖14F示出了 q軸電壓，以及圖13G和圖14G示出了幅度校正系數。此外，在圖13A和圖14A、圖13C和圖14C以及圖13D和圖14D中，實線示出了實際轉矩值trq、d軸實際電流值id、或q軸實際電流值iq，反之，虛線示出了轉矩指令值trq*、d軸電流指令值id*、或q軸電流指令值iq*。另外，在圖13E和圖14E以及圖13F和圖14F中，虛線示出了第二 d軸電壓指令值vd*_2或第二 q軸電壓指令值vq*_2,反之,雙點劃線示出了 d軸電壓指令參考值vd_ref或q軸電壓指令參考值vq—refο
[0137]如圖13E所示，在轉數N小于確定閾值A的低速旋轉范圍中，第二 d軸電壓指令值vd*_2的絕對值大于尚未根據d軸死區時間校正值vd_dt和幅度校正系數Ka而校正的d軸電壓指令參考值vd_ref的絕對值。類似地，如圖13F所示，第二 q軸電壓指令值vd*_2的絕對值大于尚未根據q軸死區時間校正值vq_dt和幅度校正系數Ka而校正的q軸電壓指令參考值vq_ref的絕對值。
[0138]通過將基于根據d軸死區時間校正值vd_dt、q軸死區時間校正值vq_dt、以及幅度校正系數Ka而校正的第二 d軸電壓指令值vd*_2和第二 q軸電壓指令值vd*_2的三相交流電壓vu、vv、VW施加在交流電機2上,如圖13C和圖13D所示,幾乎等于d軸電流指令值id*和q軸電流指令值iq*的d軸實際電流值id和q軸實際電流值通過交流電機2。此夕卜，如圖13A所示，交流電機2輸出幾乎等于轉矩指令值trq*的實際轉矩值trq。另外，如圖13B所示，轉數N從0[rpm]增加到確定閾值A [rpm]。即，可以從轉數N為O [rpm]的停止狀態起穩定地啟動交流電機2。類似地,如圖14B所示,可以根據指令,從轉數N近似地為確定閾值A的狀態起穩定地停止交流電機2。
[0139]以這種方式，在低速旋轉范圍中，通過執行FF控制可以適當地啟動、驅動以及停止交流電機2。
[0140]如以上詳細描述地，本實施例的電動機控制裝置10對具有由逆變器12所控制的施加的電壓VU、vv、VW的三相交流電機2的驅動進行控制。
[0141]在電動機控制裝置10的控制部15中，執行下面的處理。從被設置在交流電機2的任一相(在本實施例中為W相)的傳感器相中的第一電流傳感器13獲取W相電流感測值iw_sns (圖11中的S101)。此外，從用于感測交流電機2的旋轉角度的旋轉角度傳感器14獲取電角Θ e (SlOl)0
[0142]電流估計部24基于W相電流感測值iw_sns和電角Θ e對d軸電流估計值id_est和q軸電流估計值iq_est進行運算(S102)。在本實施例中，電流估計部24除了基于W相電流感測值iw_sns和電角Θ e之外,還基于d軸電流指令值id*和q軸電流指令值iq*,對d軸電流估計值id_est和q軸電流估計值iq_est進行運算。此外，電壓指令值運算部25基于與交流電機2的驅動有關的d軸電流指令值id*和q軸電流指令值iq*以及反饋的d軸電流估計值id_est和q軸電流估計值iq_est,對第一 d軸電壓指令值vd*_l和第一 q軸電壓指令值vq*_l進行運算(S104)。
[0143]電壓指令參考值運算部22基于d軸電流指令值id*和q軸電流指令值iq*、借助于電動機的理論公式來對d軸電壓指令參考值vd_ref和q軸電壓指令參考值vq_ref進行運算(S164)。電壓指令參考值校正部23對d軸電壓指令參考值Vd_ref和q軸電壓指令參考值vq_ref進行校正,并且對第二 d軸電壓指令值vd*_2和第二 q軸電壓指令值vq*_2進行運算(S165)。
[0144]轉數運算部16基于電角0e對交流電機2的轉數N進行運算(S101)。
[0145]切換確定部26在估計電流反饋控制模式與FF控制模式之間進行切換，估計電流反饋控制模式用于基于第一 d軸電壓指令值vd*_l和第一 q軸電壓指令值vq*_l生成與逆變器12的驅動有關的PWM信號UU、UL、VU、VL、WU、WL, FF控制模式用于基于第二 d軸電壓指令值vd*_2和第二 q軸電壓指令值vq*_2生成PWM信號UU、UL、VU、VL、WU、WL。
[0146]在本實施例中，當轉數N大于給定的確定閾值A時(S103:否)執行估計電流反饋控制模式，反之，當轉數N不大于給定的確定閾值A時(S103:是)執行FF控制模式。具體地，當轉數N大于給定的確定閾值A時(S103:否)，切換確定部26選擇第一 d軸電壓指令值值vd*_l和第一 q軸電壓指令值vq*_l作為d軸電壓指令值vd*和q軸電壓指令值vq*(S105)。此外，當轉數N不大于給定的確定閾值A時(S103:是)，切換確定部26選擇第二 d軸電壓指令值vd*_2和第二 q軸電壓指令值vq*_2作為d軸電壓指令值vd*和q軸電壓指令值 vq* (S107)。
[0147]在本實施例中，第一電流傳感器13被設置在W相中，并且省略U相和W相的電流傳感器，換言之，可以降 低電流傳感器的數量。以這種方式，可以減小在逆變器12的三個相輸出端子附近的構造的尺寸并且可以降低電動機控制裝置10的成本。
[0148]當執行對借助于一個相(在本實施例中為W相)的電流感測值iw_sns所估計的d軸電流估計值id_est和q軸電流估計值iq_est進行反饋、從而控制交流電機2的驅動的估計電流反饋控制模式時，在轉數N小的低速旋轉范圍中，每采樣間隔Ts的電角運動△ 0e和電流改變△ iw變小并且實際信息變得缺乏，使得控制很可能變得不穩定。
[0149]由于這個原因，在本實施例中，在轉數N不大于切換確定閾值A的低速旋轉范圍中，基于d軸電流指令值id*和q軸電流指令值iq*借助于電動機的理論公式(例如，電壓等式)對d軸電壓指令參考值vd_ref和q軸電壓指令參考值vq_ref進行運算,來替代估計電流反饋控制。然而，存在下述情況:在該情況中，根據電動機的理論公式所計算出的理論電壓指令參考值以與交流電機2和電動機控制裝置10有關的物理因子等而不同于可以根據指令生成轉矩的與交流電機2的實際驅動有關的電壓指令值。具體地，當在啟動或停止交流電機2的低速旋轉范圍中，基于簡單地根據電動機的理論公式所運算出的d軸電壓指令參考值vd_ref和q軸電壓指令參考值vq_ref對交流電機2的驅動進行控制時，存在要施加在交流電機2上的電壓不合適并且因此可能不可以穩定地驅動交流電機2的可能性。
[0150]因此，在本實施例中，對d軸電壓指令參考值vd_ref和q軸電壓指令參考值vq_ref進行校正,從而對第二 d軸電壓指令值vd*_2和第二 q軸電壓指令值vq*_2進行運算。然后，在低速旋轉范圍中，基于第二 d軸電壓指令值vd*_2和第二 q軸電壓指令值vq*_2對交流電機2的驅動進行控制。以這種方式，在低速旋轉范圍中，可以從交流電機2啟動的時間起穩定地控制交流電機2的驅動，并且驅動交流電機2直到交流電機2停止的時間。
[0151]控制部15還包括死區時間校正值運算部32。此外，設置死區時間時間段Tdt，在該死區時間時間段Tdt中，當從上SW和下SW中的一個接通并且其中的另一個關斷的狀態到上SW和下SW中的一個關斷并且其中的另一個接通的另一狀態時，關斷上SW和下SW兩者，上SW在逆變器12的高電勢側，下SW在逆變器12的低電勢側。死區時間校正值運算部對與由死區時間時間段Tdt所導致的電壓誤差相對應的d軸死區時間校正值vd_dt和q軸死區時間校正值vq_dt進行運算(圖12中的S162)。然后，電壓指令參考值校正部23基于d軸死區時間校正值vd_dt校正d軸電壓指令參考值vd_ref,并且基于q軸死區時間校正值vq_dt校正q軸電壓指令參考值vq_ref (S165)。
[0152]在低速旋轉范圍和低轉矩范圍中，由死區時間時間段Tdt所導致的電壓誤差的影響大。因此，在本實施例中，具體地，為了確保從轉數N為0[rpm]的狀態起啟動交流電機2所需要的電壓，電壓指令參考值校正部23根據與根據死區時間時間段Tdt的電壓誤差相對應的d軸死區時間校正值vd_dt和q軸死區時間校正值vq_dt,對d軸電壓指令參考值vd_ref和q軸電壓指令參考值vq_ref進行校正。更具體地，電壓指令參考值校正部23將d軸死區時間校正值vd_dt相加到d軸電壓指令參考值vd_ref從而對d軸電壓指令參考值vd_ref進行校正，以對第二 d軸電壓指令值vd*_2進行運算，反之，電壓指令參考值校正部23將q軸死區時間校正值vq_dt相加到q軸電壓指令參考值vq_ref從而對q軸電壓指令參考值vq_ref進行校正，以對第二 q軸電壓指令值vq*_2進行運算。以這種方式，可以適當地對被用于低速旋轉范圍中的交流電機2的驅動的第二 d軸電壓指令值vd*_2和第二 q軸電壓指令值vq*_2進行運算，并且因此在低速旋轉范圍中可以穩定地控制交流電機的驅動。
[0153]此外，控制部15還包括幅度校正系數運算部40。幅度校正系數運算部40基于作為與傳感器相(在本實施例中為W相)相對應的電壓指令值的W相電流指令值iw*和W相電流感測值iw_sns，對幅度校正系數Ka進行運算(S153)。在本實施例中，使得W相電流指令值iw*與W相電流感測值iw_sns的比例成為幅度校正系數Ka。然后，電壓指令參考值校正部23基于幅度校正系數Ka來對d軸電壓指令參考值vd_ref和q軸電壓指令參考值vq_ref進行校正(S155)。
[0154]在其中關斷上SW和下SW兩者的實際死區時間很可能不同于預先設置的死區時間時間段Tdt。此外，被用于電壓等式的運算的機器常數很可能包括誤差。因此，在本實施例中，基于W相電流指令值iw*和W相電流感測值iw_sns對幅度校正系數Ka進行運算,并且基于幅度校正系數Ka來對d軸電壓指令參考值vd_ref和q軸電壓指令參考值vq_ref進行校正。以這種方式，可以適當地對被用于低速旋轉范圍中的交流電機2的驅動控制的第
二d軸電壓指令值vd*_2和第二 q軸電壓指令值vq*_2進行運算,借此在低速旋轉范圍中可以穩定地控制交流電機2的驅動。
[0155]此外，當W相電流感測值iw_sns為零或在包括零的范圍中時,幅度校正系數運算部40對幅度校正系數Ka進行插值。在本實施例中，當W相電流感測值iw_sns在包括零的范圍中時，幅度校正系數運算部40將幅度校正系數Ka固定為例如I。以這種方式，可以避免將其他數除以O的所謂的“零除”，并且因此防止第二 d軸電壓指令值vd*_2和第二 q軸電壓指令值vq*_2的運算精度受到損害。
[0156]就這點而言，考慮到裝置的分辨能力和感測誤差，假定“零”不僅包括精確的O [A]而且還包括在基本上等于O[A]的范圍中的值。
[0157]此外，幅度校正系數運算部40設置幅度校正系數Ka的上限和下限。以這種方式，可以防止第二 d軸電壓指令值vd*_2和第二 q軸電壓指令值vq*_2的運算精度受到損害。
[0158]在本實施例中，控制部15構成了 “電流獲取裝置”、“旋轉角度獲取裝置”、“電流估計裝置”、“第一電壓指令值運算裝置”、“電壓指令參考值運算裝置”、“第二電壓指令值運算裝置”、“控制模式切換裝置”、“轉數運算裝置”、“死區時間校正值運算裝置”、以及“校正系數運算裝置”。更詳細地，電流估計部24構成了 “電流估計裝置”，并且電壓指令值運算部25構成了 “第一電壓指令值運算裝置”。電壓指令參考值運算部22構成了 “電壓指令參考值運算裝置”，并且電壓指令參考值校正部23構成了 “第二電壓指令值運算裝置”。轉數運算部16構成了“轉數運算裝置”，并且切換確定部26構成了“控制模式切換裝置”。此外，死區時間校正值運算部32構成了 “死區時間校正值運算裝置”，并且幅度校正系數運算部40構成了 “校正系數運算裝置”。
[0159]此外，圖11的SlOl對應于作為“電流獲取裝置”、“旋轉角度獲取裝置”、以及“轉數運算裝置”的功能的處理，S102對應于作為“電流估計裝置”的功能的處理，S104對應于作為“第一電壓指令值運算裝置”的功能的處理。圖12的S164對應于作為“電壓指令參考值運算裝置”的功能的處理，圖12的S165對應于作為“第二電壓指令值運算裝置”的功能的處理。圖11的S105和S107對應于作為“控制模式切換裝置”的功能的處理。此外，圖12的S162對應于作為“死區時間校正值運算裝置”的功能的處理，以及圖12的S163對應于作為“校正系數運算裝置”的功能的處理。
[0160]此外，W相對應于“傳感器相”，W相電流感測值iw_sns對應于“傳感器相電流感測值”，W相電流指令值iw*對應于“傳感器相電流指令值”，以及電角Θ e對應于“旋轉角度感測值”。d軸電流估計值id_est和q軸電流估計值iq_est中的每個對應于“電流估計值”，并且d軸電流指令值id*和q軸電流指令值iq*中的每個對應于“電流指令值”。第一 d軸電壓指令值vd*_l和第一 q軸電壓指令值vq*_l中的每個對應于“第一電壓指令值”。d軸電壓指令參考值Vd_ref和q軸電壓指令參考值vq_ref中的每個對應于“電壓指令參考值”，并且第二 d軸電壓指令值vd*_2和第二 q軸電壓指令值vq*_2中的每個對應于“第二電壓指令值”。
[0161]此外，d軸死區時間校正值vd_dt和q軸死區時間校正值vq_dt中的每個對應于“死區時間校正值”，并且幅度校正系數Ka對應于“校正系數”。
[0162]另外”麗信號冊…匕乂匕乂匕評匕評!^中的每個對應于“驅動信號”。
[0163](第二實施例)
[0164]本公開的第二實施例與以上所述的實施例的不同之處在于用于對死區時間校正值進行運算的方法，所以將基于圖15以及圖16A和圖16B主要對此不同點進行描述。
[0165]如圖15所示，本實施例的控制部15與以上所述的實施例的不同之處在于死區時間校正值運算部35和三相電流指令值運算部36。
[0166]死區時間校正值運算部35具有未進行逆dq變換而直接地輸入到其的d軸電流指令值id*和q軸電流指令值iq*。
[0167]此外，三相電流指令值運算部36基于電角0e，將d軸電流指令值id*和q軸電流指令值iq*逆dq變換為W相電流指令值iw*。在本實施例中，未對U相電流指令值iu*和V相電流指令值iv*進行運算。所運算出的W相電流指令值iw*被輸出到幅度校正系數運算部40，并且被用于幅度校正系數Ka的運算。
[0168]在此，將基于圖16A和圖16B來描述在死區時間校正值運算部35中對死區時間校正值進行運算的方法。[0169]在本實施例中，基于死區時間時間段Tdt對d-q坐標上的死區時間校正值v_dt進行運算。死區時間校正值^也表示為下面的等式(11)。等式中的K是到d-q坐標的變換系數。
[0170]v_dt=KXTdtXfcXVH.....(11)
[0171]然后,根據d軸電流指令值id*和q軸電流指令值iq*的大小,在d軸和q軸之間對死區時間校正值v_dt進行分割,借此對d軸死區時間校正值vd_dt和q軸死區時間校正值vq_dt進行運算。在等式(12)和等式(13)中示出了本實施例中的d軸死區時間校正值vd_dt和q軸死區時間校正值vq_dt。
[0172]vd_dt=v_dt X (id*/Ia)....(12)
[0173]vq_dt=v_dt X (iq*/Ia)....(13)
[0174]另外，以這種方式，可以適當地對被用于控制低速旋轉范圍中的交流電機的驅動的第二 d軸電壓指令值vd*_2和第二 q軸電壓指令值vq*_2進行運算,使得在低速旋轉范圍中可以更加穩定地控制交流電機2的驅動。
[0175]此外，本實施例可以產生與以上所述的實施例相同的效果。
[0176]在本實施例中，死區時間校正值運算部35構成了 “死區時間校正值運算裝置”。
[0177](其他實施例)
[0178](A)在以上所述的實施例中，在低速旋轉范圍中的FF控制中，考慮到電壓指令校正值是在死區時間時間段中的電壓誤差，并且基于死區時間校正值對電壓指令參考值進行校正，該電壓指令校正值與根據電壓公式所計算出的理論電壓指令值和根據指令生成轉矩的與交流電機的實際驅動有關的電壓指令之間的差異相對應。在其他實施例中，只要電壓指令校正值是與理論電壓指令參考值和根據指令生成轉矩的與交流電機的實際驅動有關的電壓指令值之間的差異相對應的值，則電壓指令校正值不限于基于死區時間校正值的值，并且可以是在低速旋轉范圍中可以穩定地驅動交流電機的任意值。換言之，可以基于任意值對電壓指令參考值進行校正。此外，可以根據除了以上所述的實施例中所描述的方法之外的方法對死區時間校正值進行運算。
[0179](B)在以上所述的第一實施例中，在死區時間校正值運算中，三相電流指令值被用來確定每個相的相電流是正還是負。在其他實施例中，可以基于電流感測值來確定傳感器相的電流是正還是負。換目之，可以說基于電流指令值或電流感測值是正還是負來確定死區時間校正值是正還是負。
[0180]此外，在其他實施例中，當每個相的電流指令值為零或在包括零的給定的范圍中時，可以使得死區時間校正值為零。此外，為了防止當每個相的電流指令值過零時死區時間校正值突然改變，根據需要可以執行低通濾波處理等的平滑處理。在此，以上所描述的“給定的范圍”可以與在校正系數的運算中與幅度校正系數的插值有關的“給定的范圍”相同或不同。
[0181](C)在以上所述的實施例中，基于電流指令值與電流感測值的比例對電壓指令參考值進行校正。在其他實施例中，當基于電流指令值和電流感測值進行校正時，不僅基于比例進行校正而 且還可以進行任意校正。此外，不必需基于電流指令值和電流感測值進行校正。
[0182]此外，當電流感測值在包括零的給定的范圍中時，可以將校正因子固定為除了 I之外的值，或可以通過連續地運算(例如，濾波處理等)對校正因子進行插值。此外，不必需設置校正系數的上限和下限。
[0183](D)可以考慮到估計電流反饋控制處理的運算精度等，適當地設置與在FF控制處理和估計電流反饋控制處理之間進行切換有關的轉數的確定閾值。此外，在以上所述的實施例中，根據一個確定閾值進行FF項校正處理與估計電流反饋控制處理之間的切換。在其他實施例中，為了避免在FF項校正處理與估計電流FB控制處理之間的切換中的擺動，可以在轉數增加側和轉數降低側將轉數的確定閾值設置為不同的值。即，轉數的確定閾值可以具有在轉數增加側和轉數降低側所設置的滯后性。在這種情況下，當假定在增加側的確定閾值為Au并且假定在降低側的確定閾值為Ad時，期望例如，Au>Ad，但是可以接受Au〈Ad。
[0184]( E )在以上所述的實施例中，在電流估計部中，通過考慮電流指令值是用于除了傳感器相之外的相的估計值，對d軸電流估計值和q軸估計值進行運算。
[0185]電流估計部中的運算方法不限于此方法，并且可以采用基于電流感測值和電角所執行的任意方法，并且該方法可以使用其他參數等。此外，可以通過基于電流指令值和反饋的電流估計值來計算第一電壓指令值的任意方法來計算第一電壓指令值，并且該方法可以使用其他參數等。
[0186]另外，在以上所述的實施例中，通常與轉數無關地對d軸電流估計值、q軸電流估計值、第一 d軸電壓指令值、以及第一 q軸電壓指令值進行運算。在其他實施例中，當轉數大于確定閾值時，對d軸電流估計值、q軸電流估計值、第一 d軸電壓指令值、以及第一 q軸電壓指令值進行運算，反之，當轉數不大于確定閾值時，可以停止對d軸電流估計值、q軸電流估計值、第一 d軸電壓指令值、以及第一 q軸電壓指令值的運算。
[0187]在下文中，將以示例的方式描述電流估計部可以采用的電流估計方法。
[0188](i)基于使用電流指令相位的參考角度和幅度的運算
[0189] 例如，類似于JP-A2004-159391，通過將U相電流感測值(Iu)除以“根據電流指令相角和電角所生成的U相電流參考角度(Θ ’)”來計算電流幅度(Ia)，并且通過將在電角(其為從U相電流參考角度(Θ ’)偏移±120[° ])處的正弦值乘以電流幅度(Ia)來計算其他兩個相的電流估計值Iv、Iw (等式14.1至14.3)。
[0190]Ia=Iu/[ V (1/3) X ({-sin( Θ，)})]....(14.1)
[0191]Iv= V (1/3) XIaX ({_sin( Θ ’ +120[。])}....(14.2)
[0192]Iw= V (1/3) XIaX ({_sin( Θ ’ +240[。])}....(14.3).[0193]在下文中，在(i i )至(iV )中，將基于傳感器相為W相的假定進行描述。
[0194](ii)使用電流指令值基于傳感器相參考相位的操作
[0195]借助于U相電流指令值iu*和V相電流指令值iv*中的至少一個、W相電流檢測值iw_sns以及電角Θ e、對沿著對應于傳感器相的α軸方向的α軸電流ia和沿著與傳感器相相交的β軸方向的β軸電流?β進行運算，并且通過α軸電流ia和β軸電流i β的反正切函數(acrtan)來計算傳感器相參考電流相位θ χ。將在等式(15)中示出傳感器相參考電流相ΘΧ的運算等式。
[0196]Θ x=tan_1 (i β /i α ).....(15)
[0197]此外，基于傳感器相參考電流相位θ χ和W相電流檢測值iw_sns來對U相電流估計值iu_est或V相電流估計值iv_est進行運算,并且基于U相電流估計值iu_est或V相電流估計值iv_est、W相電流檢測值iw_sns以及電角Θ e對d軸電流估計值id_est和q軸電流估計值iq_est進行運算。就這點而言，在U相電流估計值iu_est或V相電流估計值iv_est的運算中，可以執行避免將其他數除以O的“零除”和將O乘以其他數的“零乘”的校正處理。
[0198](iii)通過對α軸電流差分進行的運算
[0199]通過關注α軸電流i α和β軸電流i β處于“正弦波和余弦波”的關系中，以及α軸電流ia與β軸電流?β之間的相位差為90 [° ]，基于α軸電流差分值Aia對β軸電流估計值i0_est進行運算。在此，當控制部中的運算是離散系統時，相對于實際β軸電流?β以電角運動Λ 0e的一半來對a軸電流差分值Aia進行延遲。考慮到這點，優選地是通過以校正量H來校正實際β軸電流?β來對β軸電流估計值ii3_est進行運算，校正量H是通過將最近一次的a軸電流ia和這次的α軸電流i a的平均值乘以電角運動Δ Qe的一半(Λ Θ e/2)而獲得的。然后,借助于a軸電流ia和β軸電流估計值i0_est對傳感器相參考電流相位ΘΧ進行運算。隨后的運算與在(ii)中的運算相同。
[0200]( iv)根據循環公式進行的運算
[0201]通過使用W相軸在旋轉坐標系的d-q坐標軸上相對地旋轉，對W相估計誤差Λ iw_est進行積分,從而使得d軸電流估計值id_est和q軸電流估計值iq_est分別地漸進到d軸實際電流值id和q軸實際電流值iq。
[0202]基于最近一次的d軸電流估計值id_est和最近一次的q軸電流估計值iq_est以及這次的電角Θ e，對 傳感器相分量的W相電流參考值iw_bf進行運算，并且計算作為W相電流參考值iw_bf與W相電流檢測值iw_sns之間的差異的W相估計誤差Δ iw_est。通過將W相估計誤差Δ iw_est乘以過濾元件的增益K來計算校正的誤差ΚΔ iw_est,并且基于Δ iu=0且Δ iv=0的假定通過dq變換來計算沿著傳感器相方向的d軸校正值id_crr和q軸校正值iq_crr。然后，所計算出的d軸校正值id_crr和所計算出的q軸校正值iq_crr生成了沿著傳感器相方向的校正矢量，并且在d-q坐標中對校正矢量進行積分，借此對d軸電流估計值id_est和q軸電流估計值iq_est進行運算。此外,可以采用下面的運算:進一步對沿著與傳感器相正交的正交方向的校正值進行運算；沿著傳感器相方向的校正值和沿著正交方向的校正值的生成矢量生成了校正矢量；以及在d-q坐標上對校正矢量進行積分。
[0203](F)在以上所描述的實施例中，針對d-q坐標描述了“電流估計值”、“電流指令值”、“第一電壓指令值”、“第二電壓指令參考值”以及“死區時間校正值”。然而，只要這些值可以被用于交流電機的控制，則可以使用任意值并且該值可以是基于各個相的值或基于各個軸的值。
[0204](G)可以根據任意方法控制對要被施加到交流電機上的電壓進行控制的逆變器。例如，可以這樣地構建逆變器以便通過在正弦波PWM控制模式與過調制PWM控制模式之間適當地切換來對其進行控制。
[0205](H)在以上所描述的實施例中，描述了下述示例:在該示例中，在W相中設置有電流傳感器并且W相為傳感器相。在其他實施例中，電流傳感器可以設置在U相中并且U相可以是傳感器相。替選地，電流傳感器可以設置在V相中并且V相可以是傳感器相。[0206](I)在以上所描述的實施例中，描述了在一個相中設置電流傳感器的示例。在其他示例中，例如，可以在傳感器相或在除了傳感器相之外的其他相中設置用于感測如下電流傳感器(在下文中，被稱為控制傳感器)中的異常的獨立電流傳感器(在下文中，被稱為異常感測傳感器):該點電流傳感器用于感測被用于控制的電流。作為示例可以提供諸如單相雙通道構造和兩相單通道構造的傳感器構造，但是在任意相中可以設置任意數量的電流傳感器；在單相雙通道構造中，控制傳感器和異常感測傳感器被設置在一個相中，在兩相單通道構造中，控制傳感器被設置在一個相中而異常感測傳感器被設置在除了該一個相之外的任意一個相中。
[0207](J)在以上所述的實施例中，旋轉角度傳感器感測電角0e，并且將電角0e輸出到控制部。在其他實施例中，旋轉角度傳感器可以感測機械角度θπι并且可以將機械角度θπι輸出到控制部，以及在控制部中機械角度0m可以被轉換為電角0e。此外，機械角度θπι可以替代電角0e生成“旋轉角度感測值”。另外，可以基于機械角度0m來計算轉數
N0
[0208](K)在以上所述的實施例中，交流電機是用永磁同步類型的三相交流電機。在其他實施例中，交流電機可以是感應電機或其他同步電機。此外，以上所述的實施例的交流電機中的每個是所謂的電動發電機，其具有作為電動機的功能和作為發電機的功能兩者。在其他實施例中，交流電機可以是不具有作為發電機的功能的電動機。
[0209]可以這樣地構建交流電機以便操作為用于引擎的電動機并且啟動引擎。此外，可以不設置引擎。另外，可以設置多個交流電機，并且還可以設置用于對多個交流電機的功率進行分流的功率分流機構。
[0210](L)此外，根據本公開的交流電機的控制裝置不僅可以被應用到具有一組逆變器和交流電機的系統(如在以上的實施例中所描述地)，還可以被應用到具有兩組或更多組逆變器和交流電機的系統。此外，根據本公開的交流電機的控制裝置還可以被應用到具有并聯到一個逆變器的多個交流電機的電氣列車系統等。
[0211]另外，交流電機的控制裝置被應用到電動車輛，但是也可以被應用到除了電動車輛之外的機器。
[0212]以上公開具有下面的方面。
[0213]根據本公開的一個方面，一種具有由逆變器控制的施加電壓的三相交流電機的控制裝置，該控制裝置控制電機的驅動并且包括:電流獲取裝置，用于從電流傳感器獲取電流感測值，該電流傳感器布置在作為電機的三個相中的一個相的電機的傳感器相上；旋轉角度獲取裝置，用于從旋轉角度傳感器獲取旋轉角度感測值，該旋轉角度傳感器感測電機的旋轉角度；電流估計裝置，用于根據電流感測值和旋轉角度感測值，對電流估計值進行運算；第一電壓指令值運算裝置，用于根據與電機的驅動有關的電流指令值和要被反饋的電流估計值，對第一電壓指令值進行運算；電壓指令參考值運算裝置，用于根據電流指令值、使用電動機的理論公式，對電壓指令參考值進行運算；第二電壓指令值運算裝置，用于對電壓指令參考值進行校正，以便對第二電壓指令值進行運算；控制模式切換裝置，用于在第一控制模式與第二控制模式之間進行切換，第一控制模式用于基于第一電壓指令值來生成與逆變器的驅動有關的驅動信號，第二控制模式用于基于第二電壓指令值來生成驅動信號；以及轉數運算裝置，用于根據旋轉角度感測值，對電機的轉數進行運算。當轉數大于預定確定閾值時，控制模式切換裝置選擇第一控制模式。當轉數不大于預定確定閾值時，控制模式切換裝置選擇第二控制模式。
[0214]當執行在其中對借助于一個相的電流感測值所估計的電流估計值進行反饋從而控制交流電機的驅動的單相控制時，在交流電機的轉數小的低速旋轉范圍中，每采樣間隔的電流感測值的電流改變和旋轉角度運動小，借此交流電機的驅動控制很可能變得不穩定。
[0215]由于這個原因，在本公開中，在交流電機的轉數不大于確定閾值的低速旋轉范圍中，替代于單相控制，基于電流指令值、借助于電動機的理論公式(例如，電壓等式)來對電壓指令參考值進行運算。然而，存在下述情況:在該情況中，根據電動機的理論公式所計算出的理論電壓指令參考值以與交流電機和交流電機的控制裝置有關的物理因子等而不同于根據指令生成轉矩的與交流電機的實際驅動有關的電壓指令值。具體地，當在交流電機啟動和停止的低速旋轉范圍中基于簡單地根據電動機的理論公式所運算出的電壓指令參考值對交流電機的驅動進行控制時，存在施加在交流電機上的電壓不合適、使得不可以穩定地驅動交流電機的可能性。
[0216]因此，在本公開中，對電壓指令參考值進行校正并且對第二電壓指令值進行運算，以及在低速旋轉范圍中，基于第二電壓指令值在第二控制模式中控制交流電機的驅動。以這種方式，根據本公開，在低速旋轉范圍中，可以從交流電機啟動的時間起穩定地控制交流電機的驅動，并且驅動交流電機直到交流電機停止的時間。
[0217]替選地，控制裝置還可以包括:死區時間校正值運算裝置，用于根據由死區時間時間段所導致的電壓誤差對死區時間校正值進行運算，當從上開關元件和下開關元件中的一個接通并且另外一個關斷的狀態切換至上開關元件和下開關元件中的所述一個關斷并且所述另外一個接通的狀態時，在死區時間時間段中，關斷上開關元件和下開關元件兩者。用于設置逆變器的上開關元件布置在高電勢側，并且用于設置逆變器的下開關元件布置在低電勢側。第二電壓指令值運算裝置基于死區時間校正值，對電壓指令參考值進行校正。此外，控制裝置還可以包括:校正系數運算裝置，用于根據傳感器相電流指令值和電流感測值來對校正系數進行運算，傳感器相電流指令值是與傳感器相相對應的電流指令值。第二電壓指令值運算裝置基于死區時間校正值和校正系數來對電壓指令參考值進行校正。此外，當傳感器相電流指令值或電流感測值為零或在包括零的預定范圍中時，校正系數運算裝置可以對校正系數進行插值。此外，校正系數運算裝置可以設置校正系數的上限和下限。
[0218]注意，本申請中的流程圖或流程圖的處理包括部分(也被稱為步驟)，部分中的每個被表示為例如S100。此外，每個部分可以被分割為幾個子部分，而同時幾個部分可以被組合到單一部分中。此外，這樣地配置的部分中的每個還可以被稱為裝置、模塊或工具。
[0219]雖然參照本公開的實施例描述了本公開，但是應理解，本公開不限于這些實施例和構造。本公開旨在覆蓋各種修改例和等價布置。另外，包括更多、更少或僅單一元件的各種組合和配置、其他組合和配置也在本公開的精神和范圍之中。
【權利要求】
1.一種具有由逆變器控制的施加電壓的三相交流電機的控制裝置，所述控制裝置控制所述電機的驅動，所述控制裝置包括: 電流獲取裝置，用于從電流傳感器獲取電流感測值，所述電流傳感器布置在作為所述電機的三個相中的一個相的所述電機的傳感器相上； 旋轉角度獲取裝置，用于從旋轉角度傳感器獲取旋轉角度感測值，所述旋轉角度傳感器感測所述電機的旋轉角度； 電流估計裝置，用于根據所述電流感測值和所述旋轉角度感測值，對電流估計值進行運算； 第一電壓指令值運算裝置，用于根據與所述電機的驅動有關的電流指令值和要被反饋的所述電流估計值，對第一電壓指令值進行運算； 電壓指令參考值運算裝置，用于根據所述電流指令值、使用電動機的理論公式，對電壓指令參考值進行運算； 第二電壓指令值運算裝置，用于對所述電壓指令參考值進行校正，以便對第二電壓指令值進行運算； 控制模式切換裝置，用于在第一控制模式與第二控制模式之間進行切換，所述第一控制模式用于基于所述第一電壓指令值來生成與所述逆變器的驅動有關的驅動信號，所述第二控制模式用于基于所述第二電壓指令值來生成所述驅動信號；以及 轉數運算裝置，用于根據所述旋轉角度感測值，對所述電機的轉數進行運算， 其中，當所述轉數大于預定確定閾值時，所述控制模式切換裝置選擇所述第一控制模式，以及 其中，當所述轉數不大于所述預定確定閾值時，所述控制模式切換裝置選擇所述第二控制模式。
2.根據權利要求1所述的控制裝置，還包括: 死區時間校正值運算裝置，用于根據由死區時間時間段所導致的電壓誤差對死區時間校正值進行運算，當從上開關元件和下開關元件中的一個接通并且另外一個關斷的狀態切換至所述上開關元件和所述下開關元件中的所述一個關斷并且所述另外一個接通的狀態時，在所述死區時間時間段中，關斷所述上開關元件和所述下開關元件兩者， 其中，用于設置所述逆變器的所述上開關元件布置在高電勢側，并且用于設置所述逆變器的所述下開關元件布置在低電勢側，以及 其中，所述第二電壓指令值運算裝置基于所述死區時間校正值，對所述電壓指令參考值進行校正。
3.根據權利要求2所述的控制裝置，還包括: 校正系數運算裝置，用于根據傳感器相電流指令值和所述電流感測值對校正系數進行運算，所述傳感器相電流指令值是與所述傳感器相相對應的電流指令值， 其中，所述第二電壓指令值運算裝置基于所述死區時間校正值和所述校正系數，對所述電壓指令參考值進行校正。
4.根據權利要求3所述的控制裝置， 其中，當所述傳感器相電流指令值或所述電流感測值為零或在包括零的預定范圍內時，所述校正系數運算裝置對所述校正系數進行插值。
5.根據權利要求3或4所述的控制裝置，其中，所述校正系數運 算裝置設置所述校正系數的上限和下限。
【文檔編號】H02P21/14GK103986389SQ201410044186
【公開日】2014年8月13日 申請日期:2014年1月30日 優先權日:2013年2月8日
【發明者】小俁隆士, 伊藤武志, 加古寬文 申請人:株式會社電裝