本發明涉及全橋LLC變換器短路電流控制電路和控制方法，屬于電力電子變換器技術領域。

背景技術：

LLC型諧振變換器是一種基于串聯諧振改進的三諧振元件變換器，因其可以實現較寬負載范圍內的ZVS軟開關，本身實現軟開關的環流能量較小，在工業界具有較為廣泛的應用。LLC變換器的其他優點還包括易于實現變壓器的磁集成，無體積較大的輸出濾波電感容等。上述優點也符合航空場合對電力電子變換器的普遍追求。

軟開關的LLC變換器所具有的高功率密度的優勢對于航空應用領域下的應用具有極大的潛力。但是，由于諧振變換器本身所具有的短路能力較差的問題，使得LLC型變換器在該場合下的應用受阻。對于LLC變換器本身而言，在傳統調頻控制中，短路條件下存在諧振電流峰均比較大、短路電流難以控制的問題。此外，LLC的啟動過程與短路過程較為類似，啟動時刻輸出電容未建立電壓相當于短路，電壓建立過程中也存在啟動沖擊電流較大的問題。上述問題使得LLC變換器的可靠性受到嚴重影響。

目前LLC主要采用頻率調制控制(Pulse Frequency Modulation，PFM)，一般將變換器設計工作在諧振頻率附近。在額定工作電壓附近，PFM可以獲得較好的調制效果。但是短路模式下，輸出電壓降為零。輸入電壓與輸出電壓的平衡關系被破壞，又因諧振腔在諧振頻率附近具有很小的阻抗。因此需要將開關頻率提高至若干倍額定工作頻率，以降低諧振電流的峰值。當工作中在這種模式下的LLC變換器，諧振電流將具有比較大的峰均比，帶來開關損耗大幅增加。另一方面，由于輸出電壓的迅速降低，控制器無法給出足夠快速的響應，會使得諧振電流出現較大的過沖，這也將嚴重影響變換器的可靠性。

另一方面，在航空應用場合下，現有技術標準要求DC/DC變換器在短路時可以輸出三倍的額定短路電流，這對變換器的短路性能提出了更高標準。若采用全調頻控制，諧振電流將具有非常高的峰值和峰均比，因此開關損耗會大幅變高，變換器的可靠性將受到影響。

技術實現要素：

本發明所要解決的技術問題是：提供全橋LLC變換器短路電流控制電路和控制方法，針對LLC變換器在短路模式下的電流控制和短路的瞬態過程中的諧振電流沖擊問題，改善了短路時的瞬態沖擊和穩態時的工作性能。

本發明為解決上述技術問題采用以下技術方案：

全橋LLC變換器短路電流控制電路，包括第一比較器、第二比較器、第三比較器、第四比較器、第一數字控制器，第一數字控制器包括第一邊沿捕獲模塊、第一數模轉換模塊、第一模數轉換模塊、第一脈寬調制模塊；第一比較器的同相輸入端為第一電平V_th1，反相輸入端為LLC變換器的諧振電流采樣信號v_irs，輸出信號為U_p1；第二比較器的同相輸入端為v_irs，反相輸入端為-V_th1，輸出信號為U_p2；第三比較器的同相輸入端為v_irs，反相輸入端為第二電平V_th2，輸出信號為U_p3；第四比較器的同相輸入端為-V_th2，反相輸入端為v_irs，輸出信號為U_p4；第一邊沿捕獲模塊的輸入分別為U_p1、U_p2、U_p3、U_p4；第一數模轉換模塊的輸出分別為V_th1、-V_th1、V_th2、-V_th2；第一模數轉換模塊的輸入分別為LLC變換器的輸入電壓調理信號v_ins、LLC變換器的輸出電壓調理信號v_os；第一脈寬調制模塊的輸出為第一至第四數字電平G11、G12、G13、G14信號；第一至第四數字電平G11、G12、G13、G14信號分別是LLC變換器第一至第四開關的驅動信號。

作為本發明控制電路的一種優選方案，所述第一電平V_th1大于第二電平V_th2，且都大于零；-V_th1為V_th1的反相，-V_th2為V_th2的反相；V_th1和v_ins之間是減函數關系，V_th1和v_os之間是增函數關系。

全橋LLC變換器短路電流控制方法，根據上述全橋LLC變換器短路電流控制電路實現，當t0時刻，G13變為低電平，G14變為高電平；t1時刻，v_irs與V_th1相等，U_p1變為低電平；在第一邊沿捕獲模塊采樣到U_p1變為低電平的時刻，第一脈寬調制模塊將G11變為低電平，第一脈寬調制模塊將G12變為高電平；t2時刻，v_irs與V_th2相等，U_p2變為低電平，在第一邊沿捕獲模塊采樣到U_p2變為低電平的時刻，第一脈寬調制模塊將G13變為高電平，第一脈寬調制模塊將G14變為低電平；t3時刻，v_irs與-V_th1相等，U_p3變為低電平，在第一邊沿捕獲模塊采樣到U_p3變為低電平的時刻，第一脈寬調制模塊將G11變為高電平，第一脈寬調制模塊將G12變為低電平；t4時刻，v_irs與-V_th2相等，U_p4變為低電平，在第一邊沿捕獲模塊采樣U_p4變為低電平時刻，第一脈寬調制模塊將G13變為低電平，第一脈寬調制模塊將G14變為高電平；全橋LLC變換器短路電流控制電路各部分重復t0、t1、t2、t3、t4的動作，且t0<t1<t2<t3<t4。

全橋LLC變換器短路電流控制電路，包括第五比較器、第六比較器、第七比較器、第八比較器、第一與門、第二與門、第三與門、第四與門、第一或門、第二或門、第三或門、第四或門、第一RS觸發器、第二RS觸發器、第二數字控制器，第二數字控制器包括第二邊沿捕獲模塊、第二數模轉換模塊、第二模數轉換模塊、第二脈寬調制模塊；第五比較器的同相輸入端為第一電平V_th1，反相輸入端為LLC變換器的諧振電流采樣信號v_irs，輸出信號為*POS_H；第六比較器的同相輸入端為v_irs，反相輸入端為-V_th1，輸出信號為*NEG_H；第七比較器的同相輸入端為-V_th2，反相輸入端為v_irs，輸出信號為*NEG_L；第八比較器的同相輸入端為v_irs，反相輸入端為第二電平V_th2，輸出信號為*POS_L；第二邊沿捕獲模塊的輸入分別為*POS_H、*NEG_H、*NEG_L、*POS_L；第二數模轉換模塊的輸出分別為V_th1、-V_th1、V_th2、-V_th2；第二模數轉換模塊的輸入為變換器的輸入電壓調理信號v_ins、變換器的輸出電壓調理信號v_os；第二脈寬調制模塊的輸出分別為第一至第四數字電平DPWM1、DPWM2、DPWM3、DPWM4和第一至第四數字電平EN1、EN2、EN3、EN4；第一與門的兩個輸入分別為EN1和*POS_H，第二與門的兩個輸入分別為EN2和*NEG_H，第三與門的兩個輸入分別為EN3和*POS_L，第四與門的兩個輸入分別為EN4和*NEG_L；第一或門的兩個輸入分別為第一與門的輸出信號、DPWM1，第二或門的兩個輸入分別為第二與門的輸出信號、DPWM2，第三或門的兩個輸入分別為第三與門的輸出信號、DPWM3，第四或門的兩個輸入分別為第四與門的輸出信號、DPWM4；第一RS觸發器的*R輸入為第一或門的輸出信號*R_FF1，*S輸入為第二或門的輸出信號*S_FF1，同相輸出Q為G21信號，反相輸出*Q為G22信號；第二RS觸發器的*R輸入為第三或門的輸出信號*R_FF2，*S輸入為第四或門的輸出信號*S_FF2，同相輸出Q為G23信號，反相輸出*Q為G24信號；G21、G22、G23、G24信號分別是LLC變換器第一至第四開關的驅動信號。

作為本發明控制電路的一種優選方案，所述第一電平V_th1大于第二電平V_th2的電平，且都大于零；-V_th1為V_th1的反相，-V_th2為V_th2的反相；V_th1和v_ins是減函數關系，V_th1和v_os的是增函數關系。

全橋LLC變換器短路電流控制方法，根據上述全橋LLC變換器短路電流控制電路實現，第二脈寬調制模塊的輸出EN1、EN2、EN3、EN4均為高電平；t0時刻，G23為低電平，G24為高電平；t1時刻，v_irs與V_th1相等，第五比較器的輸出*POS_H變為低電平，在第二邊沿捕獲模塊采樣*POS_H變為低電平時刻，第二脈寬調制模塊將DPWM1變為高電平，第二脈寬調制模塊將DPWM2變為低電平；第一RS觸發器被*R_FF1觸發，G21變為低電平，G22輸出高電平；t2時刻，v_irs與V_th2相等，第八比較器的輸出*POS_L變為低電平，在第二邊沿捕獲模塊采樣得到*POS_L變為低電平時刻，第二脈寬調制模塊將DPWM4變為高電平，第二脈寬調制模塊將DPWM3變為低電平，第二RS觸發器被*S_FF2觸發，G24輸出低電平，G23輸出高電平；t3時刻，v_irs與-V_th1相等，第六比較器的輸出*NEG_H變為低電平，在第二邊沿捕獲模塊采樣得到*NEG_H的下降沿的時刻，第二脈寬調制模塊將DPWM2變為高電平，第二脈寬調制模塊將DPWM1變為低電平，第一RS觸發器被*S_FF1觸發，G22輸出低電平關斷LLC變換器第二開關，G21輸出高電平并開通LLC變換器第一開關；t4時刻，v_irs與-V_th2相等，第七比較器的輸出*NEG_L變為低電平，在第二邊沿捕獲模塊采樣得到*NEG_L變為低電平時刻，第二脈寬調制模塊將DPWM3變為高電平，第二脈寬調制模塊將DPWM4變為低電平，第二RS觸發器被*R_FF2觸發，G23變為低電平關斷LLC變換器第三開關，G24變為高電平開通LLC變換器第四開關；全橋LLC變換器短路電流控制電路各部分重復t0、t1、t2、t3、t4的動作，且t0<t1<t2<t3<t4。

本發明采用以上技術方案與現有技術相比，具有以下技術效果：

1、本發明原邊開關管在短路的模式下仍然可以維持原邊開關管的軟開通。短路模式下，因輸出電壓很低，勵磁電流很小，傳統僅調頻控制中若僅采用勵磁電流抽流，則無法保證實現開關管的ZVS。本發明移相后超前橋臂開關管的ZVS可以通過V_th1保證，滯后橋臂的ZVS可以通過V_th2的保證。因此能夠維持原LLC的軟開關特性。

2、本發明通過移相降低了諧振電流的峰均比；通過約束滯后橋臂開關管的關斷電流，大幅降低滯后橋臂開關管的關斷損耗。

3、本發明由于加入了諧振電流i_Lr的反饋，V_th1和V_th2的約束可以抑制諧振電流的沖擊電流，防止在短路瞬態過程中出現諧振電流過沖尖峰，影響變換器的可靠性。

4、本發明提出的控制電路2仍然兼容原LLC變換器的PFM和PSM、PFM+PSM控制方法，具有很高的自由度。

附圖說明

圖1是本發明控制電路和控制方法針對的全橋LLC變換器的主電路示意圖。

圖2是本發明提出的全橋LLC變換器短路電流控制電路1的原理示意圖。

圖3是本發明提出的全橋LLC變換器短路電流控制電路2的原理示意圖。

圖4是本發明提出的控制電路1在工況1下各點關鍵信號和控制時序的對應關系示意圖。

圖5是本發明提出的控制電路1在工況2下各點關鍵信號和控制時序的對應關系示意圖。

圖6是本發明提出的控制電路2在工況1下各點關鍵信號和控制時序的對應關系示意圖。

圖7是本發明提出的控制電路2在工況2下各點關鍵信號和控制時序的對應關系示意圖。

圖8是本發明提出的控制電路2實現PFM控制下各點關鍵信號和控制時序對應關系示意圖。

圖9是本發明提出的控制電路2實現PFM+PSM控制下各點關鍵信號和控制時序對應關系示意圖。

具體實施方式

下面詳細描述本發明的實施方式，所述實施方式的示例在附圖中示出，其中自始至終相同或類似的標號表示相同或類似的元件或具有相同或類似功能的元件。下面通過參考附圖描述的實施方式是示例性的，僅用于解釋本發明，而不能解釋為對本發明的限制。

如圖1所示，本發明控制電路和控制方法針對的全橋LLC變換器的主電路包含如下幾個部分：

S1,S2,S3,S4為原邊橋臂開關，C_r為諧振電容，L_r為諧振電感，L_m為變壓器勵磁電感，變壓器原副邊的匝比為n:1，諧振電感中的電流為i_Lr，諧振電容上的電壓為v_Cr；D1,D2,D3,D4為副邊整流二極管，C_o為輸出濾波電容，R_o為負載電阻；輸入電壓為V_in，輸出電壓為V_o。

其中對輸入電壓進行采樣得到V_ins，對輸出電壓進行采樣得到V_os，對諧振電流進行采樣并轉換成電壓信號v_irs。

對直流信號進行采樣可采用采樣電阻、隔離光耦和運放調理在合理范圍，交變的諧振電流采樣可以采用電流互感器和運放調理在合理范圍。

LLC的傳統控制均采用調頻控制，對角線開關管S1與S4、S2與S3的驅動信號一致且兩組信號互補，占空比均為0.5。僅采用直接調頻控制在橋臂AB之間只能產生V_AB＝+V_in和-V_in的兩種電平。正常工作輸出電壓下，輸出增益接近1。直接調頻控制產生的電平與輸出電壓折射到變壓器原邊的電壓共同作為激勵源激勵諧振腔L_r和C_r諧振，二者的電壓差較低。當短路發生時，輸出電壓接近為零。二者的電壓差很高，使得短路下諧振電流具有很高的變化斜率。因此直接調頻控制在此工況下，諧振電流接近為三角波，且具有很高的峰均比。

本發明控制方法中主要采用移相控制手段，通過加入諧振電流反饋與給定的基準比較產生控制橋臂開關的移相時序。當橋臂移相時，S1和S4或S2和S3分別同時導通，它們產生的電壓V_AB＝0。因此變換器短路時，工作在移相模式下，可以平滑諧振電流的峰均比。為了保證移相后滯后橋臂(S3和S4)的零電壓開通(ZVS)，S3和S4的關斷電流不能低于維持開關管ZVS的最小電流。這是通過設定V_th2的值來實現的。為了短路輸出電流的大小，通過設定V_th1的值可以控制諧振電流的幅值。因此二者的結合可以控制短路電流的輸出，并保持變換器的ZVS軟開關特性。另一方面在短路發生的瞬態過程，當輸出電壓迅速跌落時，通過設定V_th1限制諧振電流瞬間沖擊，進一步保證變換器的可靠工作。

如圖2所示，本發明提出的全橋LLC變換器短路電流控制電路1包含如下幾個部分：

CP11、CP12、CP13、CP14為比較器，其中：CP11的同相輸入端為電平V_th1，反相輸入端為諧振電流采樣信號v_irs，CP11的輸出信號為U_p1；CP12的同相輸入端為v_irs，反相輸入端為-V_th1，CP12的輸出信號為U_p2；CP13的同相輸入端為v_irs，反相輸入端為V_th2，CP13的輸出信號為U_p3；CP14的同相輸入端為-V_th2，反相輸入端為v_irs，CP14的輸出信號為U_p4。

DSP1為數字控制器，包括模擬到數字轉換模塊AD1，數字到模擬轉換模塊DA1，邊沿捕獲模塊CAP1，脈寬調制模塊PWM1。AD1模塊采樣V_os、V_ins；DA1模塊產生信號V_th1、V_th2；CAP1模塊采樣U_p1、U_p2、U_p3、U_p4的下降沿；PWM1模塊產生驅動信號并經過隔離放大后產生G11、G12、G13、G14分別作為主電路開關管S1、S2、S3、S4的驅動信號。

如圖3所示，本發明提出的全橋LLC變換器短路電流控制電路2包含如下幾個部分：

CP21、CP22、CP23、CP24為比較器，其中：CP21的同相輸入端為電平V_th1，反相輸入端為諧振電流采樣信號v_irs，CP21的輸出信號為*POS_H；CP22的同相輸入端為v_irs，反相輸入端為-V_th1，CP22的輸出信號為*NEG_H；CP23的同相輸入端為-V_th2，反相輸入端為v_irs，CP23的輸出信號為*NEG_L；CP24的同相輸入端為v_irs，反相輸入端為V_th2，CP24的輸出信號為*POS_L。

AND1、AND2、AND3、AND4為與門，OR1、OR2、OR3、OR4為或門，其中：AND1的兩個輸入分別為EN1和*POS_H，AND2的兩個輸入分別為EN2和*NEG_H，AND3的兩個輸入分別為EN3和*NEG_L，AND4的兩個輸入分別為EN4和*POS_L。OR1的兩個輸入分別為AND1的輸出信號和DPWM1，OR2的輸入分別為AND2的輸出信號和DPWM2，OR3的輸入分別為AND3的輸出信號和DPWM3，OR4的輸入分別為AND4的輸出信號和DPWM4。

FF1、FF2為與門構成的RS觸發器，它們的輸入信號的低電平有效，其中：FF1的*R輸入為OR1的輸出，*S輸入為OR2的輸出，FF1的同相輸出Q為G21信號，反相輸出*Q為G22信號；FF2的*R輸入為OR3的輸出，*S輸入為OR4的輸出，FF2的同相輸出Q為G23信號，反相輸出*Q為G24信號。

DSP2為數字控制器，包括模擬到數字轉換模塊AD2，數字到模擬轉換模塊DA2，邊沿捕獲模塊CAP2，脈寬調制模塊PWM2。AD2模塊采樣V_os、V_ins；DA2模塊產生信號V_th1、V_th2；CAP2模塊采樣*POSH、*NEGH、*POSL、*NEGL的下降沿；PWM2模塊產生信號EN1、EN2、EN3、EN4、DPWM1、DPWM2、DPWM3、DPWM4。

如圖4和圖5分別為工況1和工況2下的諧振電流采樣信號v_irs和控制電路1關鍵點輸出：

兩種工況中，v_irs為諧振電感電流i_Lr采樣電壓信號，諧振電流i_Lr包含勵磁電流i_Lm成分對應的電壓信號為v_im；U_p1為諧振電流采樣與電平V_th1比較后的輸出；U_p2為諧振電流采樣與電平V_th2比較后的輸出；U_p3為諧振電流采樣與電平-V_th1比較后的輸出；U_p4為諧振電流采樣與電平-V_th2比較后的輸出。

結合圖2和圖4所示，描述控制電路1在工況1下的工作原理如下：

t0時刻，G13變為低電平，G14變為高電平，橋臂開關S1和S4導通，V_AB＝+V_in，諧振電流正向增大；t1時刻，當諧振電流采樣值v_irs達到設定的基準V_th1，v_irs與V_th1相等時，比較器CP11輸出U_p1變為低電平，控制器DSP1采樣得到U_p1的下降沿，將G11變為低電平關斷開關S1，將G12變為高電平開通S2，變換器進入移相模式且V_AB＝0，諧振電流變小，在t1時刻的諧振電流協助開關S2的結電容抽流并迫使S2的體二極管導通，因此S2的開通為ZVS；t2時刻，當諧振電流采樣v_irs與V_th2相等時，比較器CP12輸出U_p2變為低電平，控制器采樣得到U_p2的下降沿，將G13變為高電平開通S3，將G14變為低電平關斷S4，t2時刻的諧振電流協助開關S4的結電容抽流并迫使體二極管導通，因此S3的開通為ZVS；S4關斷后，V_AB＝+Vin，因諧振電流略大于勵磁電流，諧振電流會迅速下降，直至在t21時刻二者相等，隨后諧振電流反向增大進入負半周期；t2時刻開始與正半周期t0時刻開始類似，t2至t3時刻勵磁電流反向增大，V_AB＝-Vin，當t3時刻v_irs與-V_th1相等時，比較器CP13輸出U_p3變為低電平，控制器采樣得到U_p3的下降沿，G11變為高電平開通S1，G12變為低電平關斷開關S2，變換器進入移相模式且V_AB＝0，諧振電流的絕對值變小，在t3時刻的諧振電流協助開關S1的結電容抽流并迫使體二極管導通，因此S1的開通為ZVS；同理，在t4時刻，當諧振電流采樣v_irs與-V_th2相等時，比較器CP14輸出U_p4變為低電平，控制器采樣得到U_p4的下降沿，將G13變為低電平關斷S3，將G14變為高電平開通S4，t4時刻的諧振電流協助開關S4的結電容抽流并迫使體二極管導通，因此S4的開通為ZVS；S3關斷后，V_AB＝+Vin，因諧振電流略大于勵磁電流，諧振電流絕對值會迅速下降直至在t41時刻二者相等，隨后諧振電流正向向增大進入正半周期。

結合圖2和圖5所示，描述控制電路1在工況2下的工作原理如下：

t0時刻，G13變為低電平，G14變為高電平，橋臂開關S1和S4導通，V_AB＝+V_in，諧振電流正向增大；t1時刻，當諧振電流采樣值v_irs達到設定的基準V_th1，v_irs與V_th1相等時，比較器CP11輸出U_p1變為低電平，控制器DSP1采樣得到U_p1的下降沿，將G11變為低電平關斷開關S1，將G12變為高電平開通S2，變換器進入移相模式且V_AB＝0，諧振電流繼續正弦變化，在t1時刻的諧振電流協助開關S2的結電容抽流并迫使S2的體二極管導通，因此S2的開通為ZVS；t2時刻，當諧振電流采樣v_irs與V_th2相等時，比較器CP12輸出U_p2變為低電平，控制器采樣得到U_p2的下降沿，將G13變為高電平開通S3，將G14變為低電平關斷S4，t2時刻的諧振電流協助開關S4的結電容抽流并迫使體二極管導通，因此S3的開通為ZVS；S4關斷后，V_AB＝+Vin，因諧振電流略大于勵磁電流，諧振電流會迅速下降，直至在t21時刻二者相等，隨后諧振電流反向增大進入負半周期；t2時刻開始與正半周期t0時刻開始類似，t2至t3時刻勵磁電流反向增大，V_AB＝-Vin，當t3時刻v_irs與-V_th1相等時，比較器CP13輸出U_p3變為低電平，控制器采樣得到U_p3的下降沿，G11變為高電平開通S1，G12變為低電平關斷開關S2，變換器進入移相模式且V_AB＝0，諧振電流的繼續正弦變化，在t3時刻的諧振電流協助開關S1的結電容抽流并迫使體二極管導通，因此S1的開通為ZVS；同理，在t4時刻，當諧振電流采樣v_irs與-V_th2相等時，比較器CP14輸出U_p4變為低電平，控制器采樣得到U_p4的下降沿，將G13變為低電平關斷S3，將G14變為高電平開通S4，t4時刻的諧振電流協助開關S4的結電容抽流并迫使體二極管導通，因此S4的開通為ZVS；S3關斷后，V_AB＝+Vin，因諧振電流略大于勵磁電流，諧振電流絕對值會迅速下降直至在t41時刻二者相等，隨后諧振電流正向向增大進入正半周期。

工況1和工況2是變換器兩種可能的工作模態；當短路時，輸出電壓增益較低，接近為零，控制電路工作在工況2下。當輸出電壓增益較高時，輸出電壓增益變高，變換器會逐漸向工況1下變化，此時控制電路仍然可以工作。

結合圖3和圖6所示，描述控制電路2在工況1下的工作原理如下：

t0時刻，G23變為低電平，G24變為高電平，橋臂開關S1和S4導通，V_AB＝+V_in，諧振電流正向增大；t1時刻，當諧振電流采樣值v_irs達到設定的基準V_th1，v_irs與V_th1相等時，比較器CP21輸出*POS_H變為低電平，控制器DSP2采樣得到*POS_H的下降沿，將DPWM1變為高電平，將DPWM2變為低電平等待下次比較觸發。同時*R_FF1觸發FF1使得G21輸出低電平關斷S1，使G22輸出高電平開通S2。變換器進入移相模式且V_AB＝0，諧振電流變小，在t1時刻的諧振電流協助開關S2的結電容抽流并迫使S2的體二極管導通，因此S2的開通為ZVS。

t2時刻，當諧振電流采樣v_irs與V_th2相等時，比較器CP24輸出*POS_L變為低電平，DSP控制器采樣得到*POS_L的下降沿，將DPWM4變為高電平，將DPWM3變為低電平，同時*S_FF2觸發FF2使得G24輸出低電平關斷S4，使G23輸出高電平開通S3。t2時刻的諧振電流協助開關S3的結電容抽流并迫使S3的體二極管導通，因此S3的開通為ZVS；S4關斷后V_AB＝-Vin，因諧振電流略大于勵磁電流，諧振電流會迅速下降，直至在t21時刻二者相等，隨后諧振電流反向增大進入負半周期；t2時刻開始與正半周期t0時刻開始類似，t2至t3時刻勵磁電流反向增大，V_AB＝-Vin，當t3時刻v_irs與-V_th1相等時，比較器CP22輸出*NEG_H變為低電平，DSP2控制器采樣得到*NEG_H的下降沿，將DPWM2變為高電平，將DPWM1變為低電平等待下次比較觸發。同時*S_FF1觸發FF1使得G22輸出低電平關斷S2，使G21輸出高電平開通S1。變換器進入移相模式且V_AB＝0，諧振電流的絕對值變小，在t3時刻的諧振電流協助開關S1的結電容抽流并迫使S1的體二極管導通，因此S1的開通為ZVS。

同理，在t4時刻，當諧振電流采樣v_irs與-V_th2相等時，比較器CP23輸出*NEG_L變為低電平，DSP控制器采樣得到*NEG_L的下降沿，將DPWM3變為高電平，將DPWM4變為低電平等待下次比較觸發。同時*R_FF2觸發FF2使得G23輸出低電平關斷S3，使G24輸出高電平開通S4。t4時刻的諧振電流協助開關S4的結電容抽流并迫使S4的體二極管導通，因此S4的開通為ZVS；S3關斷后，V_AB＝+Vin，因諧振電流略大于勵磁電流，諧振電流絕對值會迅速下降直至在t41時刻二者相等，隨后諧振電流正向向增大進入正半周期。

上述說明可以獲知，V_th1的作用是控制諧振電流的幅值和大小，從而控制了輸出電流的大小；V_th2的作用是保證滯后橋臂S3和S4的關斷電流實現它們的ZVS軟開關。DPWM1、DPWM2、DPWM3、DPWM4的翻轉是根據采樣*POS_H、*NEG_H、*POS_L、*NEG_L獲得的，保證諧振電流和比較器的比較產生的信號為低電平有效的窄脈沖，可靠觸發產生G21、G22、G23、G24信號，避免在單個周期內出現多次觸發器翻轉，以及避免觸發器*R和*S引腳同時為低電平引起觸發器輸出不可控的情形。EN1、EN2、EN3、EN4的作用是選擇是否禁用比較邏輯的輸出，使得控制電路2也可兼容地工作在PFM模式下。

結合圖3和圖7所示，描述控制電路2在工況2下的工作原理如下：

t0時刻，G23變為低電平，G24變為高電平，橋臂開關S1和S4導通，V_AB＝+V_in，諧振電流正向增大；t1時刻，當諧振電流采樣值v_irs達到設定的基準V_th1，v_irs與V_th1相等時，比較器CP21輸出*POS_H變為低電平，控制器DSP2采樣得到*POS_H的下降沿，將DPWM1變為高電平，將DPWM2變為低電平等待下次比較觸發。同時*R_FF1觸發FF1使得G21輸出低電平關斷S1，使G22輸出高電平開通S2。變換器進入移相模式且V_AB＝0，諧振電流繼續以正弦變化(先變大后變小)，在t1時刻的諧振電流協助開關S2的結電容抽流并迫使S2的體二極管導通，因此S2的開通為ZVS。

t2時刻，當諧振電流采樣v_irs與V_th2相等時，比較器CP24輸出*POS_L變為低電平，DSP控制器采樣得到*POS_L的下降沿，將DPWM4變為高電平，將DPWM3變為低電平，同時*S_FF2觸發FF2使得G24輸出低電平關斷S4，使G23輸出高電平開通S3。t2時刻的諧振電流協助開關S3的結電容抽流并迫使S3的體二極管導通，因此S3的開通為ZVS；S4關斷后V_AB＝-Vin，因諧振電流略大于勵磁電流，諧振電流會迅速下降，直至在t21時刻二者相等，隨后諧振電流反向增大進入負半周期；t2時刻開始與正半周期t0時刻開始類似，t2至t3時刻勵磁電流反向增大，V_AB＝-Vin，當t3時刻v_irs與-V_th1相等時，比較器CP22輸出*NEG_H變為低電平，DSP控制器采樣得到*NEG_H的下降沿，將DPWM2變為高電平，將DPWM1變為低電平等待下次比較觸發。同時*S_FF1觸發FF1使得G22輸出低電平關斷S2，使G21輸出高電平開通S1。變換器進入移相模式且V_AB＝0，諧振電流繼續以正弦變化(絕對值先變大后變小)，在t3時刻的諧振電流協助開關S1的結電容抽流并迫使S1的體二極管導通，因此S1的開通為ZVS。

同理，在t4時刻，當諧振電流采樣v_irs與-V_th2相等時，比較器CP23輸出*NEG_L變為低電平，DSP控制器采樣得到*NEG_L的下降沿，將DPWM3變為高電平，將DPWM4變為低電平等待下次比較觸發。同時*R_FF2觸發FF2使得G23輸出低電平關斷S3，使G24輸出高電平開通S4。t4時刻的諧振電流協助開關S4的結電容抽流并迫使S4的體二極管導通，因此S4的開通為ZVS；S3關斷后，V_AB＝+Vin，因諧振電流略大于勵磁電流，諧振電流絕對值會迅速下降直至在t41時刻二者相等，隨后諧振電流正向向增大進入正半周期。

上述說明可以獲知，V_th1的作用是控制諧振電流的幅值和大小，從而控制了輸出電流的大小；V_th2的作用是保證滯后橋臂S3和S4的關斷電流實現它們的ZVS軟開關。DPWM1、DPWM2、DPWM3、DPWM4的翻轉是根據采樣*POS_H、*NEG_H、*POS_L、*NEG_L獲得的，保證諧振電流和比較器的比較產生的信號為低電平有效的窄脈沖，可靠觸發產生G21、G22、G23、G24信號，避免在單個周期內出現多次觸發器翻轉，以及避免觸發器*R和*S引腳同時為低電平引起觸發器輸出不可控的情形。EN1、EN2、EN3、EN4的作用是選擇是否禁用比較邏輯的輸出，使得控制電路2也可兼容地工作在PFM模式下。

結合圖8和圖9所示，描述控制電路2在PFM模式和主動移相模式下的工作原理：

通過DSP將EN1、EN2、EN3、EN4拉為低電平，控制電路2將可以工作在PFM模式或者主動移相模式。

調頻控制(PFM模式，圖8)：如圖8，通過DSP將EN1、EN2、EN3、EN4全部輸出低電平而禁用被動移相。通過DSP輸出低電平脈寬占空比小于0.5的DPWM1、DPWM2、DPWM3、DPWM4。其中DPWM1和DPWM4相同，DPWM2和DPWM3相同。DPWM1和DPWM2的下降沿相差180度。因此由圖3中的邏輯門結構可知，*R_FF1、*S_FF1、*R_FF2、*S_FF2分別和DPWM1、DPWM2、DPWM3、DPWM4一致，因此FF1和FF2的輸出G21、G24同相位，G22、G23同相位；G21和G22互補。通過控制DSP的輸出DPWM1、DPWM2、DPWM3、DPWM4的頻率，可以實現調頻控制(PFM)。

調頻控制+主動移相控制(PFM+PSM模式，圖9)：如圖9，通過DSP將EN1、EN2、EN3、EN4全部輸出低電平而禁用被動移相。通過DSP輸出低電平脈寬占空比小于0.5的DPWM1、DPWM2、DPWM3、DPWM4。其中DPWM1與DPWM4的下降沿相差DPWM2和DPWM3相差DPWM1和DPWM2的下降沿相差180度，DPWM3和DPWM4的下降沿相差180度。因此由圖3中的邏輯門結構可知，*R_FF1、*S_FF1、*R_FF2、*S_FF2分別和DPWM1、DPWM2、DPWM3、DPWM4一致，因此FF1和FF2的輸出G21、G22互補輸出，G23、G24互補輸出；G21、G24移相G22、G23移相通過控制DSP的輸出DPWM1、DPWM2、DPWM3、DPWM4的頻率，可以實現調頻控制(PFM)；通過控制角，可以控制他們的相位。

控制電路1和控制電路2的關系：

對于控制電路1而言，是一種容易實現的方式，不論數字控制器的內部架構和軟件部分如何，按照工況1(圖4)和工況2(圖5)產生所示的驅動時序，可實現對短路諧振電流和輸出電流的控制。

對于控制電路2而言，控制電路2是針對控制電路1的一種硬件實現。高速邏輯門陣列結構可以降低DSP數字控制器內部因采樣和計算等傳輸帶來的延遲，提高控制精度。此外，控制電路2的硬件結構仍然可以兼容原有LLC變換器PFM控制、主動移相控制PSM、PFM+PSM控制，具有較高的控制自由度。

通過上述分析，本方案可在LLC短路時通過移相降低了其峰均比，通過反饋諧振電流約束開通關斷抑制了瞬態沖擊并保持了開關的ZVS。通過控制V_th1和V_th2可以實現對短路下，諧振電流和輸出電流大小的控制。

以上實施例僅為說明本發明的技術思想，不能以此限定本發明的保護范圍，凡是按照本發明提出的技術思想，在技術方案基礎上所做的任何改動，均落入本發明保護范圍之內。