本發明主要涉及X射線高壓發生器，尤其涉及一種X射線高壓發生器的諧振變換器的控制電路和控制方法。

背景技術：

X射線高壓發生器用于X射線治療設備、X射線診斷設備、X射線計算機體層攝影設備(CT)等設備中。在大功率X射線高壓發生器中，為了滿足不同的臨床需求，需要高壓發生器的輸出電流和電壓在大范圍內變化。以80kW的CT高壓發生器為例，其輸出電壓在60～140kV之間變化，輸出電流在10～1000mA之間變化。此外，為了降低系統成本，增強系統對不同網電的適應能力，其輸入網電變化范圍通常達到400(-20％～10％)VAC。因此，大功率X射線高壓發生器的一個基本要求就是能適應寬范圍輸入輸出的要求。

為了滿足長時間放線的要求，需要開關管具有良好的散熱能力，因此需要選用絕緣柵雙極型晶體管(Insulated Gate Bipolar Transistor,IGBT)作為開關器件。IGBT其具有通態壓降小，散熱能力強的優點，而且單位容量的成本要遠低于MOSFET。IGBT具有較大的拖尾電流，為了盡可能減小IGBT的開關損耗，希望其能工作在零電流開關狀態。

X射線設備對高壓發生器的體積和重量有較高的要求，特別是在CT應用中，由于高壓發生器放置在高速旋轉的機架上面，其對體積和重量更是嚴格。因此，這就要求高壓發生器具有較高的開關頻率，以盡可能的減小高壓變壓器和整流電路的體積和成本。

對高壓變壓器而言，為了滿足原副邊的絕緣要求，其原副邊的耦合程度有限，這導致其漏感不可忽略；而為了滿足副變高壓輸出的要求，副變匝數通常較多，這將使其繞組分布電容不可忽略。

因此總體來說，逆變電路通常有以下要求：①需要逆變電路有較高的帶載能力，以適應寬范圍輸出的要求；②盡可能的減小流過開關管的電流峰值以降低成本，同時減小開關管的關斷損耗；③保持較高的開關頻率，以減小高壓變壓器和整流電路的體積；④逆變電路需要適應高壓變壓器較大的寄生電容和寄生電感的影響。

基于LCC串并聯諧振變換器的X射線高壓發生器10的電路圖如圖1所示，包括開關管Q1-Q4組成的逆變電路11，電感Ls、電容Cs和電容Cp組成的串并聯諧振電路12、高頻高壓變壓器Tr、倍壓整流器13和X射線管14。逆變電路11、串并聯諧振電路12、高頻高壓變壓器Tr和倍壓整流器13組成串并聯諧振逆變電路，輸出高電壓到X射線管14。與串聯諧振相比，LCC串并聯諧振可以大幅減小輕載環流，提高輕載效率。而且LCC串并聯諧振電路12在可以將變壓器Tr的寄生電感與分布電容包含進諧振腔，避免變壓器寄生參數的不良影響。

針對上述的要求，圖1所示的諧振變換器的一種調制方式是采用DCM模式下的定導通時間PFM調制。具體地說，開關管的導通時間T_on固定，通過改變開關管的開關周期T_s來調節輸出電壓。圖2給出此種調制方式的主要波形圖。這一調制方式不僅可以很方便的實現開關管的零電壓開關(ZCS)，而且可以減小工作頻率范圍。因此，定導通時間PFM調制的LCC串并聯諧振逆變電路很適合應用于高壓大功率場合。

然而，定導通時間T_on的PFM調制的LCC串并聯諧振變換器有一個重要不足——輕載特性較差。輕載時為了控制輸出電壓，開關頻率需要大幅減小，甚至是減小到幾百赫茲，才能保證輕載輸出，這將導致高壓變壓器和逆變電路體積重量大幅增大。在X射線高壓發生器中，輕載更輕，因此問題更嚴重，這是一個不可接受的缺陷。

技術實現要素：

本發明要解決的技術問題是提供一種X射線高壓發生器及其諧振變換器的控制電路和控制方法，具有改善的輕載特性。

為解決上述技術問題，本發明提供了一種諧振變換器的控制電路，諧振變換器連接有負載電路，負載電路可產生反饋電壓，控制電路包括電壓調節器、模式選擇器、調制器和驅動器。電壓控制器用于計算反饋電壓與參考電壓的差值，并對差值進行比例積分以輸出調節電壓。模式選擇器用于根據調節電壓選擇調節方式，調節方式包括PFM調制和PWM調制，當調節方式為PFM調制時，模式選擇器輸出變化的控制頻率和固定的導通時間控制電壓，當調節方式為PWM調制時，模式選擇器輸出固定的控制頻率和變化的導通時間控制電壓。調制器與模式選擇器連接，用于根據模式選擇器輸出的控制頻率和導通時間控制電壓產生驅動脈沖，其中在PWM調制下，調制器產生占空比變化、頻率固定的脈沖信號作為驅動脈沖，在PFM調制下，調制器產生頻率變化、有效寬度固定的脈沖信號作為驅動脈沖。驅動器與調制器連接，用于根據接收的驅動脈沖向諧振變換器輸出控制信號。

在本發明的一實施例中，模式選擇器包括限頻器、壓頻振蕩器、防抖滯環和模式切換開關。限頻器的輸入端輸入調節電壓，輸出端輸出根據調節電壓產生與調節電壓正相關的頻率信號，且頻率信號具有預設的最低頻率值。壓頻振蕩器連接限頻器的輸出端，壓頻振蕩器根據頻率信號產生控制頻率。防抖滯環輸入調節電壓，且根據調節電壓產生模式切換電壓。模式切換開關具有第一輸入端、第二輸入端、控制端和輸出端，第一輸入端連接恒定閾值電壓，第二輸入端連接調節電壓，控制端連接模式切換電壓，輸出端連接調制器，模式切換開關根據模式切換電壓選擇恒定閾值電壓和調節電壓之一作為導通時間控制電壓。

在本發明的一實施例中，調制器包括鋸齒波產生電路和比較器，鋸齒波產生電路連接頻率信號，且產生頻率受控于頻率信號的鋸齒波信號，比較器比較鋸齒波信號和導通時間控制電壓，產生導通時間受控的方波信號。

在本發明的一實施例中，諧振變換器的控制電路還包括加法器，其第一輸入端連接電壓控制器的輸出端，第二輸入端連接與負載電路相關的反饋電流，加法器的輸出端輸出調節電壓。

在本發明的一實施例中，諧振變換器的控制電路還包括依次設在電壓控制器的輸出端的加法器和比例積分電流控制器，加法器的正輸入端連接電壓控制器的輸出端，加法器的負輸入端連接來自諧振變換器的反饋電流，加法器的輸出端輸出該調節電壓。

在本發明的一實施例中，諧振變換器的控制電路還包括設在電壓控制器的輸出端的限幅電路。

本發明還提出一種X射線高壓發生器，包括諧振變換器的控制電路和諧振變換器，所述諧振變換器連接有負載電路，所述負載電路包括重載和輕載；所述負載電路為重載時，所述控制電路采用PFM模式控制所述諧振變換器，且所述諧振變換器輸出第一功率；所述負載電路為輕載時，所述控制電路采用PWM模式控制所述諧振變換器，且所述諧振變換器輸出第二功率，所述第二功率小于所述第一功率。

本發明還提出一種諧振變換器的控制方法，諧振變換器連接有負載電路，負載電路可產生反饋電壓，控制方法包括：計算反饋電壓與參考電壓的差值，并對差值進行比例積分以以輸出調節電壓；根據調節電壓選擇調節方式，調節方式包括PFM調制和PWM調制，當調節方式為PFM調制時，輸出變化的控制頻率和固定的導通時間控制電壓，當調節方式為PWM調制時，輸出固定的控制頻率和變化的導通時間控制電壓；根據控制頻率和導通時間控制電壓產生驅動脈沖，其中在PWM調制下，產生占空比變化、頻率固定的脈沖信號作為驅動脈沖，在PFM調制下，產生頻率變化、有效寬度固定的脈沖信號作為驅動脈沖；以及根據接收的驅動脈沖向諧振變換器輸出控制信號。

在本發明的一實施例中，根據調節電壓選擇調節方式的步驟包括：產生與調節電壓正相關的頻率信號，且頻率信號具有預設的最低頻率值；根據頻率信號產生控制頻率；根據調節電壓產生模式切換電壓；根據模式切換電壓選擇恒定閾值電壓和調節電壓之一作為導通時間控制電壓。

在本發明的一實施例中，根據調節電壓產生模式切換電壓的步驟包括：使調節電壓經過防抖滯環，防抖滯環具有預設的下限值和上限值，且當調節電壓超過上限值，選擇恒定閾值電壓作為模式切換電壓；當調節電壓小于下限值，選擇調節電壓作為模式切換電壓。

與現有技術相比，本發明使用PFM/PWM混合調制方式，使得變換器在重載時仍工作在定導通時間PFM調制模式，僅靠改變開關周期即可調節輸出電壓，從而保持IGBT的零電流開關狀態；輕載時通過頻率限幅環節，保持開關周期為最大值，通過自動調節導通時間，改變橋臂中點電壓脈寬，即可調節輸出電壓。此時電路仍可以工作在DCM模式，保證IGBT的零電流開通。

附圖說明

圖1是基于LCC串并聯諧振變換器的X射線高壓發生器的電路圖。

圖2是LCC串并聯諧振變換器的一種已知調制方式的調制波形。

圖3是本發明第一實施例的基于LCC串并聯諧振變換器的X射線高壓發生器的電路圖。

圖4是圖3所示的調制器的示例性結構圖。

圖5是圖3所示限頻器的頻率與調節電壓關系曲線。

圖6是圖3所示防抖滯環的輸出電壓與調節電壓關系曲線。

圖7是圖3所示電路從PFM模式切換到PWM模式的波形圖。

圖8是圖3所示電路從PWM模式切換到PFM模式的波形圖。

圖9是本發明第二實施例的基于LCC串并聯諧振變換器的X射線高壓發生器的電路圖。

圖10是本發明第三實施例的LCC串并聯諧振變換器的X射線高壓發生器的電路圖。

圖11是本發明一實施例的LCC串并聯諧振變換器的驅動方法流程圖。

具體實施方式

為讓本發明的上述目的、特征和優點能更明顯易懂，以下結合附圖對本發明的具體實施方式作詳細說明。

在下面的描述中闡述了很多具體細節以便于充分理解本發明，但是本發明還可以采用其它不同于在此描述的其它方式來實施，因此本發明不受下面公開的具體實施例的限制。

本發明的實施例描述X射線高壓發生器中的諧振變換器。X射線高壓發生器可以應用在例如X射線治療設備、X射線診斷設備、X射線計算機體層攝影設備(CT)、正電子發射計算機斷層顯像(PET-CT)等設備中，但并不以此為限。

本發明實施例的主要特點是當負載電路為重載時，采用變頻調制(PFM)，工作在DCM模式，諧振變換器輸出高電壓功率；當負載為輕載時，采用脈寬調制(PWM)，也是工作在DCM模式，諧振變換器輸出低電壓功率；此外，本發明提出的控制電路可以實現兩種調制方式的平滑切換。

圖3是本發明第一實施例的基于LCC串并聯諧振變換器的X射線高壓發生器的電路圖。參考圖3所示，本實施例的X射線高壓發生器包括諧振變換器及其控制電路，以及負載電路，負載電路可設置為X射線管，且負載電路包括重載和輕載兩種狀態。諧振變換器可包括逆變電路31、串并聯諧振電路32、變壓器Tr以及倍壓整流器33。控制電路可包括驅動器34、調制器35、模式選擇器36和電壓控制器37。

逆變電路31包括第一開關器件Q1、第二開關器件Q2、第三開關器件Q3和第四開關器件Q4。第一開關器件Q1和第二開關器件Q2組成超前橋臂，橋臂中點A作為逆變電路31的第一輸出端。第三開關器件Q3和第四開關器件Q4組成滯后橋臂，橋臂中點B作為逆變電路31的第二輸出端。第一開關器件至第四開關器件Q1-Q4例如是絕緣柵雙極型晶體管(Insulated Gate Bipolar Transistor,IGBT)。第一開關器件Q1的集電極連接電源Vin的正端，發射極連接橋臂中點A。第二開關器件Q2的集電極連接橋臂中點A，發射極連接電源Vin的負端。第三開關器件Q3的集電極連接電源Vin的正端，發射極連接橋臂中點B。第四開關器件Q4的集電極連接橋臂中點A，發射極連接電源Vin的負端。各個開關器件Q1-Q4分別具有反并聯二極管D1-D4。

串并聯諧振電路32連接逆變電路31的第一輸出端A。串并聯諧振電路32例如包括電感Ls和電容Cs、電容Cp。

變壓器Tr連接串并聯諧振電路32以及逆變電路31的第二輸出端B。變壓器Tr具有寄生電感和寄生電容。

驅動器34提供第一驅動信號S1給第一開關器件Q1，第二驅動信號S2給第二開關器件Q2，第三驅動信號S3給第三開關器件Q3，第四驅動信號Q3給第四開關器件Q4。

電壓調節器37具有輸入端和輸出端。輸入端輸入與X射線高壓發生器的輸出電壓關聯的反饋電壓和參考電壓。電壓調節器37的輸出端輸出與反饋電壓關聯的調節電壓Vc。電壓調節器37可包括加法器以計算反饋電壓與參考電壓的差值，并包括比例積分器以對該差值進行比例積分，輸出調節電壓。

在另一實施例中，電壓調節器37可分別對反饋電壓和參考電壓進行比例積分，并將反饋電壓的比例積分結果與參考電壓的比例積分結果相減，得到差值信號；當反饋電壓的比例積分結果大于參考電壓的比例積分結果，說明高壓發生器處于重載狀態；當反饋電壓的比例積分結果小于參考電壓的比例積分結果，說明高壓發生器處于輕載狀態。

模式選擇器36根據調節電壓Vc選擇調節方式，調節方式包括定導通PFM調制和PWM調制。當調節方式為定導通PFM調制時，模式選擇器36輸出變化的控制頻率fs和固定的導通時間控制電壓V_Tcnst，當調節方式為定導通PFM調制時，模式選擇器36輸出固定的控制頻率fs和變化的導通時間控制電壓V_Ton。模式選擇器36可進一步包括限頻器36a、壓頻振蕩器36b、防抖滯環36c以及模式切換開關36d。

限頻器36a的輸入端輸入調節電壓Vc，其輸出端輸出根據調節電壓產生與調節電壓Vc正相關的頻率信號。限頻器36a頻率信號具有預設的最低頻率值，即當調節電壓低于一臨界電壓V_crit時，頻率達到最低頻率f_{s_min}，不再下降。圖5是圖3所示限頻器的頻率與調節電壓關系曲線。

壓頻振蕩器36b連接限頻器36a的輸出端。壓頻振蕩器36b根據頻率信號產生控制頻率下的PWM信號并輸出給調制器35的頻率輸入端。

防抖滯環36c輸入調節電壓Vc，且根據該調節電壓產生模式切換電壓V_mod。圖6是圖3所示防抖滯環的輸出電壓與調節電壓關系曲線。參考圖6所示，防抖滯環36c具有預設的上限值V_{th_high}和下限值V_{th_low}。當調節電壓Vc小于下限值V_{th_low}時，模式切換電壓V_mod為高電平；當調節電壓Vc大于上限值V_{th_high}時，模式切換電壓V_mod為低電平。在一個實施例中，臨界電壓V_crit、上限值V_{th_high}和下限值V_{th_low}滿足如下關系：V_{th_low}<V_{th_high}<V_crit，以保證模式切換電壓在高低電平之間頻繁切換，保證模式切換開關36d切換的有效性。

模式切換開關36d具有第一輸入端A、第二輸入端B、控制端C和輸出端O。第一輸入端A連接恒定閾值電壓V_Tcnst，此閾值電壓用來使調制器35產生的調制信號具有恒定的導通時間T_cnst。第二輸入端B連接調節電壓Vc，控制端C連接模式切換電壓V_mod，輸出端O連接調制器35的導通時間控制輸入端。模式切換開關36d根據模式切換電壓V_mod選擇恒定閾值電壓V_Tcnst和調節電壓Vc之一作為導通時間控制電壓提供至輸出端。這樣，配合控制頻率和導通時間控制電壓，使串并聯諧振變換器分別工作在PFM調制模式下和PWM調制模式下。

調制器35，具有頻率輸入端、導通時間控制端和調制輸出端。調制器35根據輸入的控制頻率fs的PWM信號和導通時間控制電壓V_Ton來產生調制信號。調制輸出端連接驅動器34，用以向其提供調制信號，驅動器34則根據調制信號產生可用的驅動信號。圖4是圖3所示的調制器的示例性結構圖。參考圖4所示，調制器35進一步包括鋸齒波產生電路41和比較器42。鋸齒波產生電路41連接PWM信號且產生頻率受控于PWM信號的鋸齒波信號。比較器42比較鋸齒波信號和導通時間控制電壓，產生導通時間受控的方波信號。此信號在與門處控制PWM信號，產生提供給驅動器34的調制信號。在此示例中，鋸齒波產生電路41通過RC充電回路來生成斜率固定的鋸齒波。通過PWM信號驅動三極管給充電電容C放電，來調節鋸齒波的頻率，正是由于鋸齒波的頻率變化而斜率固定，從而可以實現定導通時間的PFM調制。在另一實施例中，也可以通過數字控制，例如通過計數器實現變頻定斜率的鋸齒波，從而實現定導通時間PFM調制。在一個實施例中，當諧振變換器連接的負載電路為重載時，控制電路控制諧振變換器處于PFM調制模式，諧振變換器輸出第一功率(高電壓功率)。在另一實施例中，當諧振變換器連接的負載電路為輕載或無負載時，控制電路控制諧振變換器處于PWM調制模式，諧振變換器輸出第二功率(低電壓功率)。需要說明的是，第二功率小于第一功率。

本實施例的逆變電路在輕、重載模式切換時的工作原理如下：

諧振變換器連接的負載電路為重載時，僅靠PFM調制即可調節輸出電壓。此時模式切換電壓V_mod處于低電平，模式切換開關36d的輸出端O連接到第一輸入端A，逆變電路31的開關器件Q1-Q4的導通時間T_on為固定值T_cnst。輕載時僅靠PFM調制將無法控制輸出電壓，此時電壓調節器37輸出的調節電壓V_c將不斷減小，首先是減小到限頻器36a的臨界值V_crit以下，此時開關頻率將固定在最低頻率f_{s_min}處。若輸出電壓仍不可控，調節電壓V_c將進一步減小，直至小于防抖滯環36c的下限值V_{th_low}，此時模式切換電壓V_mod將上跳為高電平，模式切換開關36d動作，輸出端O將連接到第二輸入端B，開關器件Q1-Q4的導通時間T_on將由調節電壓V_c控制，通過調節開關管的占空比來控制輸出電壓，整個過程如圖7所示。

諧振變換器連接的負載電路由輕載切換到重載時，LCC串并聯諧振變換器的電壓傳輸增益將大幅降低，而此時逆變電路工作在最低頻率f_{s_min}處，僅靠PWM模式下增大開關管的占空比已無法滿足輸出電壓的要求，電壓調節器37將增大V_c以提高輸出電壓，當輸出仍無法滿足要求時，V_c將增大到防抖滯環38的上限值V_{th_high}以上，此時V_mod將下跳為低電平，模式切換開關36d動作，輸出端O將重新連接到第一輸入端，開關器件Q1-Q4的導通時間T_on將重新變為固定值T_cnst，同時V_c將進一步增大到限頻環節門限值V_crit以上，開關頻率f_s將隨之改變，以控制輸出電壓，整個過程如圖8所示。

由此，本實施例采用PFM/PWM混合調制方式，使得變換器在負載電路為重載時仍工作在定導通時間PFM調制模式，僅靠改變開關周期T_s即可調節輸出電壓，從而保持IGBT的零電流開關狀態；負載電路為輕載時，通過頻率限幅環節，保持開關周期T_s為最大值，通過自動調節導通時間T_on，改變橋臂中點電壓V_AB脈寬，即可調節輸出電壓。此時電路仍可以工作在DCM模式，保證IGBT的零電流開通。

圖9是本發明第二實施例的LCC串并聯諧振變換器的X射線高壓發生器的電路圖。參考圖9所示，本實施例的X射線高壓發生器還包括加法器91，其第一輸入端連接電壓調節器37的輸出端，第二輸入端連接與X射線高壓發生器的負載電流相關的反饋電流，加法器91的輸出端輸出調節電壓Vc。也就是說，此實施例的調節電壓Vc是經過加法器91調整的。反饋電流與負載電流之間可具有比例系數K。此實施例的優點是加入了負載電流前饋，同時前饋支路不影響模式切換過程，可以改善逆變電路的負載響應特性。

圖10是本發明第三實施例的基于LCC串并聯諧振變換器的X射線高壓發生器的電路圖。參考圖10所示，本實施例的X射線高壓發生器還包括依次設在電壓調節器37的輸出端的加法器1001和比例積分電流控制器1002。加法器1001的一個輸入端連接電壓調節器37的輸出端，加法器1001的另一個輸入端連接來自串并聯諧振變換器的反饋電流，加法器1001的輸出端輸出該調節電壓。反饋電流可以經過整流單元1003整流后，乘以比例系數K得到。本實施例采用了電壓電流雙閉環控制，也不影響模式切換過程，可以改善逆變電路的控制特性。

在較佳實施例中，還可包括設在電壓控制器37的輸出端的限幅電路1004。限幅電路1004可以限制諧振腔的最大電流，保護開關器件。

圖11是本發明一實施例的LCC串并聯諧振變換器的控制方法流程圖。本實施例的控制方法可以在圖3、9或圖10所示的電路中實施，也可以在其他電路中實施。參考圖11所示，方法包括以下步驟：

在步驟1101，計算反饋電壓與參考電壓的差值，并對差值進行比例積分以以輸出調節電壓。

在步驟1102，根據調節電壓選擇調節方式。

在此，調節方式包括定導通PFM調制和PWM調制，當調節方式為定導通PFM調制時，輸出變化的控制頻率和固定的導通時間控制電壓，當調節方式為定導通PFM調制時，輸出固定的控制頻率和變化的導通時間控制電壓。

在步驟1103，根據控制頻率和導通時間控制電壓產生驅動脈沖。

在此，在PWM調制下，產生占空比隨所述導通時間控制電壓變化而頻率固定的脈沖信號作為驅動脈沖，在定導通PFM調制下，產生頻率隨所述控制頻率變化而有效寬度固定的脈沖信號作為驅動脈沖。

在步驟1104，根據接收的驅動脈沖向諧振變換器輸出控制信號。

雖然本發明已參照當前的具體實施例來描述，但是本技術領域中的普通技術人員應當認識到，以上的實施例僅是用來說明本發明，在沒有脫離本發明精神的情況下還可作出各種等效的變化或替換，因此，只要在本發明的實質精神范圍內對上述實施例的變化、變型都將落在本申請的權利要求書的范圍內。