本發明涉及電源整流技術領域，尤其涉及一種帶高頻隔離、實現功率因數校正功能的交流-直流變換電源。

背景技術：

交流-直流變換電源廣泛應用于通信電源整流器模塊、電動汽車動力電池充電樁等諸多場合。其主要功能是實現電網側電流的功率因數校正，減小諧波污染和無功損耗；同時為后級電路提供穩定的直流輸入電源。現有交流-直流變換電源的體積較大，轉換效率和功率密度較低。在通信電源整流器模塊、電動汽車動力電池充電樁等應用場合，現有交流-直流變換電源通常采用兩級式結構，其中前級使用非隔離型功率因數校正電路，后級額外串接隔離型直流-直流（DC-DC）變換電路，為終端負載提供安全可靠直流電源。這進一步降低了裝置的效率，增加了裝置的體積。

技術實現要素：

本發明提供了一種帶有隔離功能、實現軟開關工作的交流-直流變換電源，解決了現有技術無法輸出隔離直流電源以及轉換效率與功率密度低的問題。

為達到上述目的，本發明采用如下技術方案：

根據本發明的隔離型軟開關交流-直流變換電源包括輸入整流電路、輸入電容器、升壓電感、原邊開關電路、隔離變壓器、諧振電容器、副邊整流電路以及輸出電容器。電路整體連接方式為：輸入整流電路的交流輸入兩端與交流電源兩端分別相連，輸入整流電路的直流輸出正端與輸入電容器和升壓電感的一端共接，輸入整流電路的直流輸出負端與輸入電容器和原邊開關電路的直流輸入負端共接，升壓電感的另一端與原邊開關電路的直流輸入正端相連，原邊開關電路的交流輸出兩端與隔離變壓器的原邊繞組兩端分別相連，隔離變壓器的副邊繞組兩端與諧振電容器的兩端以及副邊整流電路的交流輸入兩端分別共接，副邊整流電路的直流輸出正端與輸出電容器正端和直流負載的正端共接，副邊整流電路的直流輸出負端與輸出電容器負端和直流負載的負端共接。

進一步地，其中原邊開關電路包括：

由第一開關管和第一二極管串聯組成、與原邊開關電路直流輸入正端與負端分別相連的主開關支路，主開關支路的正端與原邊開關電路直流輸入正端相連，主開關支路的負端與原邊開關電路直流輸入負端相連；

由第一上橋臂和第一下橋臂組成、與原邊開關電路直流輸入正端與負端分別相連的第一橋臂支路，第一上橋臂由第二開關管和第二二極管串聯組成，第一下橋臂由第三開關管和第三二極管串聯組成，第一上橋臂的正端與原邊開關電路直流輸入正端相連，第一上橋臂的負端和第一下橋臂的正端相連，上下橋臂連接點為第一橋臂支路中點，第一橋臂支路中點為原邊開關電路的交流輸出第一端，第一下橋臂的負端與原邊開關電路直流輸入負端相連；

由第二上橋臂和第二下橋臂組成、與原邊開關電路直流輸入正端與負端分別相連的第二橋臂支路，第二上橋臂由第四開關管和第四二極管串聯組成，第二下橋臂由第五開關管和第五二極管串聯組成，第二上橋臂的正端與原邊開關電路直流輸入正端相連，第二上橋臂的負端和第二下橋臂的正端相連，上下橋臂連接點為第二橋臂支路中點，第二橋臂支路中點為原邊開關電路的交流輸出第二端，第二下橋臂的負端與原邊開關電路直流輸入負端相連。

原邊開關電路所述的開關管選用IGBT或MOSFET兩者中的一者。主開關支路或橋臂的開關管與二極管具有兩種連接方式。一種連接方式為，IGBT的發射極或MOSFET的源極與二極管的陽極相連，此時IGBT的集電極或MOSFET的漏極為主開關支路或橋臂的正端，二極管的陰極為主開關支路或橋臂的負端；另一種連接方式為，IGBT的集電極或MOSFET的漏極與二極管的陰極相連，此時二極管的陽極為主開關支路或橋臂的正端，IGBT的發射極或MOSFET的源極為主開關支路或橋臂的負端。

該交流-直流變換電源的輸入整流電路、升壓電感與原邊開關電路的連接方式包括：升壓電感的兩端與輸入整流電路的直流輸出正端與原邊開關電路的直流輸入正端分別相連，輸入整流電路的直流輸出負端與原邊開關電路的直流輸入負端相連；或者升壓電感的兩端與輸入整流電路的直流輸出負端與原邊開關電路的直流輸入負端分別相連，輸入整流電路的直流輸出正端與原邊開關電路的直流輸入正端相連；或者使用兩路升壓電感，其中升壓電感一與輸入整流電路的直流輸出正端與原邊開關電路的直流輸入正端分別相連，升壓電感二與輸入整流電路的直流輸出負端與原邊開關電路的直流輸入負端分別相連。

該交流-直流變換電源的隔離變壓器存在寄生漏抗；同時在隔離變壓器的原邊和副邊繞組上可分別額外串聯連接電感器，此時隔離變壓器通過電感器與原邊開關電路或副邊整流電路相連。

與現有技術相比，本發明使用了一套電路實現了功率因數校正和輸出隔離直流電源兩個功能。與使用有源功率因數校正電路串接隔離型直流-直流（DC-DC）變換電路的兩級式方案相比較，本發明中的變壓器原邊開關電路省去了兩級電路中間的直流儲能電容器，因此減小了電路的體積，提高了電路的功率密度。同時通過第一第二橋臂支路的斬波工作，在隔離變壓器原邊生成高頻方波，使電路能夠實現高頻隔離，進一步減小電路體積。

電路的工作利用了變壓器漏感和副邊諧振電容器之間的高頻諧振機制，實現了原邊開關電路中所有開關管的零電流開通與關斷，同時也實現了副邊整流電路整流二極管的零電流關斷，進而有效的減小了電路的損耗，提高了電路的轉換效率。

附圖說明

圖1是本發明公開的隔離型軟開關交流-直流變換電源的典型實施例的系統結構圖；

圖2是本發明公開的隔離型軟開關交流-直流變換電源的典型實施例的原理圖；

圖3是本發明公開的隔離型軟開關交流-直流變換電源具體實施例的示意圖；

圖4a是根據圖3所示的具體實施例的工作狀態1的電路等效原理圖；

圖4b是根據圖3所示的具體實施例的工作狀態2的電路等效原理圖；

圖4c是根據圖3所示的具體實施例的工作狀態3的電路等效原理圖；

圖4d是根據圖3所示的具體實施例的工作狀態4的電路等效原理圖；

圖4e是根據圖3所示的具體實施例的工作狀態5的電路等效原理圖；

圖4f是根據圖3所示的具體實施例的工作狀態6的電路等效原理圖。

具體實施方式

下面將結合本發明實施例中的附圖，對本發明實施例中的技術方案進行清楚、完整的描述。顯然，所描述的實施例僅僅是本發明一部分實施例，而不是全部的實施例。基于本發明中的實施例，本領域普通技術人員在沒有付出創造性勞動的前提下所獲得的所有其他實施例，都屬于本發明的保護范圍。

本發明實施例提供了一種隔離型軟開關交流-直流變換電源，如圖1所示，其包括輸入整流電路、輸入電容器、升壓電感、原邊開關電路、隔離變壓器、諧振電容器、副邊整流電路以及輸出電容器。其中輸入整流電路的交流輸入兩端與交流電源兩端分別相連，輸入整流電路的直流輸出正端與輸入電容器和升壓電感的一端共接，輸入整流電路的直流輸出負端與輸入電容器和原邊開關電路的直流輸入負端共接，升壓電感的另一端與原邊開關電路的直流輸入正端相連，原邊開關電路的交流輸出兩端與隔離變壓器的原邊繞組兩端分別相連，隔離變壓器的副邊繞組兩端與諧振電容器的兩端以及副邊整流電路的交流輸入兩端分別共接，副邊整流電路的直流輸出正端與輸出電容器正端和直流負載的正端共接，副邊整流電路的直流輸出負端與輸出電容器負端和直流負載的負端共接。

如圖2所示，本發明實施例所述的原邊開關電路包括：

由第一開關管和第一二極管串聯組成、與原邊開關電路直流輸入正端與負端分別相連的主開關支路，其中，主開關支路的正端與原邊開關電路直流輸入正端相連，主開關支路的負端與原邊開關電路直流輸入負端相連；

由第一上橋臂和第一下橋臂組成、與原邊開關電路直流輸入正端與負端分別相連的第一橋臂支路，其中，第一上橋臂由第二開關管和第二二極管串聯組成，第一下橋臂由第三開關管和第三二極管串聯組成，第一上橋臂的正端與原邊開關電路直流輸入正端相連，第一上橋臂的負端和第一下橋臂的正端相連，上下橋臂連接點為第一橋臂支路中點，第一橋臂支路中點為原邊開關電路的交流輸出第一端，第一下橋臂的負端與原邊開關電路直流輸入負端相連；

由第二上橋臂和第二下橋臂組成、與原邊開關電路直流輸入正端與負端分別相連的第二橋臂支路，其中，第二上橋臂由第四開關管和第四二極管串聯組成，第二下橋臂由第五開關管和第五二極管串聯組成，第二上橋臂的正端與原邊開關電路直流輸入正端相連，第二上橋臂的負端和第二下橋臂的正端相連，上下橋臂連接點為第二橋臂支路中點，第二橋臂支路中點為原邊開關電路的交流輸出第二端，第二下橋臂的負端與原邊開關電路直流輸入負端相連。

原邊開關電路所述的開關管選用IGBT或MOSFET兩者中的一者。主開關支路或橋臂的開關管與二極管具有兩種連接方式。以上兩種連接方式均由圖2給出。一種連接方式為，IGBT的發射極或MOSFET的源極與二極管的陽極相連，此時IGBT的集電極或MOSFET的漏極為主開關支路或橋臂的正端，二極管的陰極為主開關支路或橋臂的負端；另一種連接方式為，IGBT的集電極或MOSFET的漏極與二極管的陰極相連，此時二極管的陽極為主開關支路或橋臂的正端，IGBT的發射極或MOSFET的源極為主開關支路或橋臂的負端。

該交流-直流變換電源的輸入整流電路，升壓電感與原邊開關電路有多種連接方式。圖2給出了升壓電感可選的連接位置，并分別用L_in1和L_in2標記。以上兩個可選電感可任意一個或多個接入電路但不能均不接入電路。

該交流-直流變換電源的隔離變壓器T₁存在寄生漏抗L_k；同時在實施例中可額外串入電感器等效增加漏抗大小。以上額外串入電感器均應等效于單一漏抗L_k。

圖3是本發明公開的隔離型軟開關交流-直流變換電源具體實施例的示意圖。如圖3所示，本實施例使用普通二極管整流橋作為輸入整流電路。輸入電容器為C_in，升壓電感為L_in，第一至第五開關管分別為S₁-S₅，開關管使用IGBT。第一至第五二極管分別為D₁-D₅，二極管使用快恢復二極管。開關管與二極管的連接方式均為IGBT的發射級與二極管的陽極相連。隔離變壓器記為T₁，寄生漏抗記為L_k，變壓器匝比為n₁: n₂。諧振電容記為C_r。副邊整流電路采用普通二極管整流橋電路并使用4個快恢復二極管，分別記為D_o1-D_o4。輸出電容器記為C_o。

由于輸入整流電路的存在，輸入電容器上電壓極性始終為正。輸入電容器的容值通常為1-5uF，因而電容上儲存能量很少。在電路工作過程中可以近似認為輸入電容器電壓始終跟隨輸入電網電壓的絕對值。電路的輸出電容器容值通常大于1000uF，因此在電路工作過程中可以近似認為輸出電容器電壓基本恒定，并等于輸出負載電壓。

該實施例中升壓電感、原邊開關電路、隔離變壓器、諧振電容器以及副邊整流電路配合工作，實現輸入電流功率因數校正和輸出穩定的隔離直流電源的功能。電路工作存在多個基本工作狀態，以下分別由圖4a-4f給出。應該注意的是，附圖4a-4f的虛線框部分表示該部分電路處于關斷狀態。

工作狀態1：如圖4a所示，開關管S₁，S₃和S₄關斷，S₂和S₅導通。此時電路中導通器件包括S₂、D₂、S₅、D₅、D_o1和D_o4。電流方向如圖4a所示，電感能量經由導通路徑釋放到副邊輸出電容。此時諧振電容Cr電壓被箝位至輸出電容電壓。

工作狀態2：如圖4b所示，在該工作狀態開始階段，開關管S₁導通。開關管S₃和S₄仍關斷，S₂和S₅仍導通。由于變壓器漏感L_k的存在，電流導通路徑不會立刻從原有路徑置換到S₁所在的主開關支路。因而原導通路徑上的導通器件包括S₂、D₂、S₅、D₅、D_o1和D_o4均獲得了零電流軟關斷的條件，S₁獲得零電流軟開通。

工作狀態3：如圖4c所示，在該工作狀態開始階段，原導通路徑上電流下降到0。由于二極管D₂與D₅的存在，該導通路徑的電流截止。S₂、D₂、S₅、D₅、D_o1和D_o4均實現零電流關斷。此時電流導通路徑為通過S₁與D₁。此時電感通過輸入電壓進行充能。諧振電容C_r電壓仍然保持為近似輸出電容電壓。

工作狀態4：如圖4d所示，在該工作狀態開始階段，開關管S₃和S₄開通。此時由于諧振電容C_r電壓電勢作用，開關管S₁與D₁上電流逐漸轉換到開關管S₃和S₄所在導通路徑上。由于變壓器漏感L_k的存在，電流導通路徑不會立刻從原有路徑置換到S₃和S₄所在路徑。因而原導通路徑上的導通器件包括S₁和D₁均獲得了零電流軟關斷的條件，S₃和S₄獲得零電流軟開通。同時諧振電容C_r電壓開始線性下降。

工作狀態5：如圖4e所示，在該工作狀態開始階段，開關管S₁與D₁上電流下降到0，實現零電流軟關斷。此時電流導通路徑為通過S₃、D₃、S₄、D₄。此時諧振電容C_r電壓繼續快速下降，并最終反向上升。在諧振電容C_r電壓沒有反向上升到超過輸出電容電壓之前，副邊整流電路二極管不會導通。

工作狀態6：如圖4f所示，在該工作狀態開始階段，諧振電容C_r電壓達到輸出電容電壓，副邊整流電路二極管開始導通。此時電路中導通器件包括S₃、D₃、S₄、D₄、D_o2和D_o3。此時電感能量再次經由導通路徑釋放到副邊輸出電容。

可以看到，工作狀態1和工作狀態6為對稱工作狀態。電路在工作狀態6及之后4個工作狀態的運行過程將和工作狀態1至工作狀態5一一對應。電路通過對稱工作，在原邊開關電路的交流輸出兩端輸出正負方波電壓，實現了變壓器的高頻隔離和能量傳遞。變壓器副邊整流電路將該方波電壓重新整流成為直流。

電路的有源功率因數校正功能通過控制各個工作狀態的作用時間來完成。在以上多個工作狀態中，工作狀態1（6）和工作狀態3為主要工作狀態。其他工作狀態為諧振工作狀態。電路通過控制主要工作狀態的作用時間來控制升壓電感的充能和釋能，進而控制電感電流跟蹤電網電壓相位，實現功率因數校正。