本發明涉及PWM整流器的結構及其控制方法的改進，具體涉及一種大功率通用型PWM整流器及其控制方法。
背景技術：
：隨著我國變頻器技術的不斷發展，各個行業都(如新能源、軌道交通、冶金、電動汽車等)都針對各自的細分市場開發了各式各樣、五花八門的變頻器、逆變器。當前大功率變頻器大都為電壓型，采用AC-DC-AC的拓撲結構，因其開關器件的安全工作電壓不同，存在很多種不同的直流電壓。因此，每當需要開發一個變頻器，首先需要開發其AC-DC部分。即使只需要開發一個新的逆變器，一個合適的直流電源也是進行各類研究、出廠試驗的前提。因此，很有必要設計一種通用型的直流電源，減少重復開發。目前廣泛應用的PWM整流器多為電壓型3相全控橋的拓撲結構(簡稱VSR-VoltageSourceRectifier)，前端采用電抗器儲能和濾波，當其工作在單位功率因數狀態時，VSR體現出Boost變換器特性。因此當PWM整流器啟動時，其直流電壓通常高于二極管整流時的電壓，并且向上在一個小區間內可以達到較好的運行效果。如要實現寬范圍調節直流電壓，需在后端再增加一個DC/DC變換器。要達到直流電壓寬范圍可調，通常采用變壓器+晶閘管整流器的辦法，通過調節晶閘管的開通角的方式來達到大范圍調整直流電壓的目的。也可以采用調壓器+二極管整流的辦法實現大范圍調整直流電壓。但是，傳統的PWM整流器因直流電壓只能向上調節，故其使用范圍有限。如在其后端加DC/DC變換器，則增加了系統復雜性，系統響應變慢，同時增加了成本。晶閘管、調壓器+二極管整流的方式，都不同程度的存在網側電壓波形畸變、功率因數低、直流電壓脈動大，能量不能雙向流動的問題。技術實現要素：本發明要解決的技術問題：針對現有技術的上述問題，提供一種能夠方便地匹配不同的電壓等級及功率等級的電壓型逆變器負載，而且由于能量可雙向流動能夠廣泛應用于各類變頻器作為整流單元，或為逆變器和其他直流負載提供高品質的直流電源的大功率通用型PWM整流器及其控制方法。為了解決上述技術問題，本發明采用的技術方案為：本發明提供一種大功率通用型PWM整流器，包括控制單元和依次相連的分檔變壓器、可調電感單元、預充電單元、變流器單元、可調直流單元；所述分檔變壓器為Y/dd聯結結構且副邊帶有兩個獨立繞組，每一個獨立繞組的三相輸出端均設有兩個以上抽頭以及用于電動切換輸出電壓等級的無勵磁分接開關；所述可調電感單元包括和兩個獨立繞組一一對應的兩個三相鐵芯式電抗器，所述三相鐵芯式電抗器包括兩個以上抽頭以及用于電動切換電抗等級的無勵磁分接開關，所述三相鐵芯式電抗器串接在對應的獨立繞組的后端；所述變流器單元包括兩個功率單元，所述兩個功率單元的交流側通過預充電單元與可調電感單元的輸出端相連，所述兩個功率單元的直流側并聯連接至可調直流單元的輸入端并通過可調直流單元輸出直流電壓，所述無勵磁分接開關、預充電單元、可調直流單元、功率單元分別與控制單元相連。優選地，所述預充電單元包括預充電接觸單元和控制接觸單元，所述兩個功率單元分為主功率單元和從功能單元，所述分檔變壓器的一個獨立繞組的各相輸出端依次經過可調電感單元、預充電接觸單元和主功率單元的交流側相連，所述分檔變壓器的另一個獨立繞組的各相輸出端依次經過可調電感單元、控制接觸單元和從功能單元的交流側相連，所述預充電接觸單元包括主接觸器KM1、從接觸器KM2和功率電阻R1～R3，所述主接觸器KM1串接于各相線路上，所述從接觸器KM2分別串接功率電阻R1～R3后和主接觸器KM1并聯；所述控制接觸單元包括串接于各相線路上的控制接觸器KM3，所述主接觸器KM1、從接觸器KM2、控制接觸器KM3的控制端分別與控制單元相連。優選地，所述變流器單元的功率單元為三相全橋整流電路，所述三相全橋整流電路的開關器件為六只IGBT模塊，所述六只IGBT模塊的控制端分別與控制單元相連，每兩只IGBT模塊串聯后構成一相整流橋橋臂，每一相整流橋橋臂中兩只IGBT模塊之間的連接部作為該相整流橋橋臂的交流輸入端，每一相整流橋橋臂兩端作為該相整流橋橋臂的直流輸出端，每只IGBT模塊上都并聯布置有續流二極管，且每一個功率單元的直流側均配置有定值的支承電容器。優選地，所述可調直流單元包括并聯布置在兩個功率單元的直流側輸出母線之間的兩條直流調節支路，所述直流調節支路包括電容器Ci、電阻Ri和接觸器KMi，電容器Ci和接觸器KMi串聯連接，且電阻Ri和電容器Ci之間相互并聯布置，所述接觸器KMi的控制端與控制單元相連。優選地，所述控制單元包括電網檢測單元、上層控制器和兩個功率單元控制器，所述電網檢測單元包括直流電壓傳感器BV1和四個網側電流傳感器BC1～BC4，其中網側電流傳感器BC1和BC2布置于一個功率單元交流側的A相和B相，網側電流傳感器BC3和BC4布置于另一個功率單元交流側的A相和B相，所述直流電壓傳感器BV1布置于功率單元的直流側，所述直流電壓傳感器BV1、網側電流傳感器BC1和BC2的輸出端和一個功率單元控制器相連，且所述直流電壓傳感器BV1、網側電流傳感器BC3和BC4的輸出端和另一個功率單元控制器相連，所述功率單元的控制端與一個功率單元控制器相連，所述兩個功率單元控制器分別與上層控制器相連，所述無勵磁分接開關、預充電單元、可調直流單元分別與上層控制器相連。本發明還提供一種前述的大功率通用型PWM整流器的控制方法，實施步驟包括：1)控制單元獲取功率單元的直流側的直流電壓實際值udc，獲取直流電壓實際值udc、預設的直流電壓給定值兩者之間的差值得到直流電壓誤差值Δudc，將直流電壓誤差值Δudc通過PI控制器作為交流電流有功分量id的修正量id1；將預設的直流電壓給定值和預設的電流給定值相乘作為給定功率，控制單元進行功率前饋計算得到交流電流有功分量id的預估量id0；將交流電流有功分量id的修正量id1和預估量id0之和作為電流內環的輸入控制量；2)控制單元獲取功率單元的交流側電流和網側電壓us，分別轉換到dq坐標系得到d軸電流id、q軸電流iq、d軸電壓usd、q軸電壓usq；在得到d軸電壓usd的基礎上，依次減去d軸電流id和給定值之間的差值通過PI控制后的所得值，再減去q軸電流iq、網側電感L、電網角頻率ωs三者的乘積，得到功率單元的調制電壓的d軸分量ud；將d軸電流id、網側電感L、電網角頻率ωs三者的乘積，減去q軸電流iq和值為0的給定值之間的差值通過PI控制后的所得值，到功率單元的調制電壓的q軸分量uq；將得到調制電壓的d軸分量ud和q軸分量uq經過反dq坐標變換，再進行三相SPWM調制或SVPWM調制，得到功率單元的觸發脈沖信號。本發明大功率通用型PWM整流器具有下述優點：本發明包括控制單元和依次相連的分檔變壓器、可調電感單元、預充電單元、變流器單元、可調直流單元，其中述分檔變壓器、可調電感單元均為可調式結構，且通過兩個功率單元的直流側并聯連接至可調直流單元的輸入端并通過可調直流單元輸出直流電壓，分檔變壓器用于實現直流電壓粗調，控制單元接收用戶指令實現直流電壓的細調，分檔變壓器為Y/dd聯結結構且副邊帶有兩個獨立繞組，使得兩個功率單元的主回路相對獨立，避免功率單元并聯運行時可能產生的環流，通過功率單元的并聯實現大電流輸出，通過可調電感單元滿足不同的電流跟蹤指標，通過可調直流單元適應不同負載的擾動，能夠方便地匹配不同的電壓等級及功率等級的電壓型逆變器負載，而且由于能量可雙向流動能夠廣泛應用于各類變頻器作為整流單元，或為逆變器和其他直流負載提供高品質的直流電源。附圖說明圖1為本發明實施例PWM整流器的電路原理結構示意圖。圖2為本發明實施例控制單元的原理結構示意圖。圖3為本發明實施例PWM整流器的外環控制原理示意圖。圖4為本發明實施例PWM整流器的內環控制原理示意圖。圖例說明：1、分檔變壓器；2、可調電感單元；3、預充電單元；31、預充電接觸單元；32、控制接觸單元；4、變流器單元；41、功率單元；5、可調直流單元；6、控制單元；61、上層控制器；62、功率單元控制器。具體實施方式如圖1所示，本實施例的大功率通用型PWM整流器包括控制單元6和依次相連的分檔變壓器1、可調電感單元2、預充電單元3、變流器單元4、可調直流單元5；分檔變壓器1為Y/dd聯結結構且副邊帶有兩個獨立繞組，每一個獨立繞組的三相輸出端均設有兩個以上抽頭以及用于電動切換輸出電壓等級的無勵磁分接開關；可調電感單元2包括和兩個獨立繞組一一對應的兩個三相鐵芯式電抗器，三相鐵芯式電抗器包括兩個以上抽頭以及用于電動切換電抗等級的無勵磁分接開關，三相鐵芯式電抗器串接在對應的獨立繞組的后端；變流器單元4包括兩個功率單元41，兩個功率單元41的交流側通過預充電單元3與可調電感單元2的輸出端相連，兩個功率單元41的直流側并聯連接至可調直流單元5的輸入端并通過可調直流單元5輸出直流電壓，無勵磁分接開關、預充電單元3、可調直流單元5、功率單元41分別與控制單元6相連。參見圖1，本實施例中變流器單元4包括兩個功率單元41，兩個功率單元41的交流側獨立、直流側并聯，控制單元6與功率單元41相連，控制單元6實現對功率單元41的控制與監測。在本實施例大功率通用型PWM整流器工作時，可以根據需要的最高直流電壓，選取合適的功率單元41的IGBT模塊和功率單元41拓撲結構，再根據IGBT模塊選取最高的變壓器檔位；根據需要的最低直流電壓，選取最低的變壓器檔位。變壓器最高檔位和最低檔位之間，可根據實際需求再分成若干個檔位。為獲得更大電流輸出，分檔變壓器1采用副邊多繞組，功率單元41的交流側獨立直流側并聯的設計。分檔變壓器1的副邊獨立繞組的數量與功率單元41的數量相同，并且功率單元41數量根據設計最大輸出電流與單個功率單元41安全工作電流選取。本實施例中，分檔變壓器1用于實現直流電壓粗調，控制單元6接收用戶指令實現直流電壓的細調，通過功率單元41的并聯實現大電流輸出，通過可調電感單元2滿足不同的電流跟蹤指標，通過可調直流單元5適應不同負載的擾動，分檔變壓器1原邊接入三相相工作電源，副邊為具備若干個抽頭的干式變壓器，采用無勵磁分接開關實現電壓等級的電動切換，副邊獨立繞組數量根據選取的功率單元數量配置。分檔變壓器1為Y/dd聯結結構且副邊帶有兩個獨立繞組，使得兩個功率單元41的主回路相對獨立，避免功率單元并聯運行時可能產生的環流。本實施例中分檔變壓器1設置了3個檔位，分別為AC960V、AC1600V、AC2021V，并由無勵磁分接開關實現遠程電動調整。分檔變壓器1原邊容量按本發明需要的最大直流功率設計，副邊容量按功率單元最高安全工作電壓、最大安全工作電流設計。系統運行時需要的同步信號由安裝在原邊的同步變壓器TV1、TV2(參見圖1)提供。為獲得更好的電流跟蹤指標和網側諧波指標，在功率單元41交流側串接可調電感單元2，可調電感單元2由具備若干個抽頭，由無勵磁分接開關實現電感調節。本實施例中，可調電感單元2包括和兩個獨立繞組一一對應的兩個三相鐵芯式電抗器，電抗器數量與變壓器副邊的獨立繞組數量相同，三相鐵芯式電抗器具備若干個抽頭，采用與變壓器無勵磁分接開關相同的技術，實現電感量的電動調節。本實施例中，可調電感單元2包括和兩個獨立繞組一一對應的兩個三相鐵芯式電抗器L1\L2，三相鐵芯式電抗器帶4個抽頭，每個抽頭電感值分別為0.8mH、1.5mH、2.1mH、3.5mH。電抗器配置無勵磁分接開關實現電感遠程電動調節。如圖1所示，預充電單元3包括預充電接觸單元31和控制接觸單元32，兩個功率單元41分為主功率單元M1和從功能單元M2，分檔變壓器1的一個獨立繞組的各相輸出端依次經過可調電感單元2、預充電接觸單元31和主功率單元M1的交流側相連，分檔變壓器1的另一個獨立繞組的各相輸出端依次經過可調電感單元2、控制接觸單元32和從功能單元M2的交流側相連，預充電接觸單元31包括主接觸器KM1、從接觸器KM2和功率電阻R1～R3，主接觸器KM1串接于各相線路上，從接觸器KM2分別串接功率電阻R1～R3后和主接觸器KM1并聯；控制接觸單元32包括串接于各相線路上的控制接觸器KM3，主接觸器KM1、從接觸器KM2、控制接觸器KM3的控制端分別與控制單元6相連。預充電單元3用于給變流器單元4的功率單元41進行預充電，主功率單元M1設計為一個，因此預充電接觸單元31只需要設計一組，從功能單元M2可以設計為多個，因此控制接觸單元32對應設置多組即可。給主回路送電時，先閉合從接觸器KM2，電源通過功率電阻R1～R3，功率單元41的續流二極管向直流側的支撐電容充電，當直流電壓達到合適值時，再閉合主接觸器KM1\控制接觸器KM3接通電抗器完成主回路送電。此外，預充電單元3也可以簡化為單相接觸器和單個功率電阻的組合，其工作過程相同。如圖1所示，變流器單元4的功率單元41為三相全橋整流電路，三相全橋整流電路的開關器件為六只IGBT模塊，六只IGBT模塊的控制端分別與控制單元6相連，每兩只IGBT模塊串聯后構成一相整流橋橋臂，每一相整流橋橋臂中兩只IGBT模塊之間的連接部作為該相整流橋橋臂的交流輸入端，每一相整流橋橋臂兩端作為該相整流橋橋臂的直流輸出端，每只IGBT模塊上都并聯布置有續流二極管，且每一個功率單元41的直流側均配置有定值的支承電容器。其中，IGBT模塊又稱絕緣柵雙極型晶體管(InsulatedGateBipolarTransistor)，為一種由BJT(雙極型三極管)和MOS(絕緣柵型場效應管)組成的復合全控型電壓驅動式功率半導體器件。功率單元41接在預充電單元3的后端，其結構型式為6個帶續流二極管的IGBT模塊構成的三相全橋整流電路，每個功率單元41還包括固定值的支撐電容器C1和C2。功率單元41的數量根據變流器所需的最大輸出電流與所選取的IGBT的安全工作電流關系選取。功率單元41也可以是其他多電平整流拓撲，但其多個功率單元直流側為并聯的型式。主功率單元M1和從功能單元M2交流側分別接在主接觸器KM1\控制接觸器KM3后端，直流側用母排將各自的正極、負極并聯。功率單元41的拓撲為經典的三相全橋整流結構，其開關器件為6只IGBT(6500V/1200A)，每個IGBT模塊都并聯了續流二極管。每個功率單元直流側按其容量配置一個定值的支撐電容器。為獲得更好的直流電壓穩定性和匹配負載的波動，在直流側設計可調的可調直流單元5，可調直流單元5由接觸器KMi的電動投切實現容量的調節。如圖1所示，可調直流單元5包括并聯布置在兩個功率單元41的直流側輸出母線之間的兩條直流調節支路，直流調節支路包括電容器Ci、電阻Ri和接觸器KMi，電容器Ci和接觸器KMi串聯連接，且電阻Ri和電容器Ci之間相互并聯布置，接觸器KMi的控制端與控制單元6相連。參見圖1，其中第一條直流調節支路包括電容器C1、電阻R2和接觸器KM1，第n條直流調節支路包括電容器Cn、電阻Rn和接觸器KMn,接觸器KMn～KMn1接收主控制器指令選擇投入數量。如圖1和圖2所示，控制單元6包括電網檢測單元、上層控制器61和兩個功率單元控制器62，電網檢測單元包括直流電壓傳感器BV1和四個網側電流傳感器BC1～BC4，其中網側電流傳感器BC1和BC2布置于一個功率單元41(主功率單元M1)交流側的A相和B相，網側電流傳感器BC3和BC4布置于另一個功率單元41(主功率單元M2)交流側的A相和B相，直流電壓傳感器BV1布置于功率單元41的直流側，直流電壓傳感器BV1、網側電流傳感器BC1和BC2的輸出端和一個功率單元控制器62相連，且直流電壓傳感器BV1、網側電流傳感器BC3和BC4的輸出端和另一個功率單元控制器62相連，功率單元41的控制端與一個功率單元控制器62相連，兩個功率單元控制器62分別與上層控制器61相連，無勵磁分接開關、預充電單元3、可調直流單元5分別與上層控制器61相連。如圖1所示，本實施例中配置網側電流傳感器BC1和BC2測量主功率單元M1的交流側A/B相電流，配置網側電流傳感器BC3和BC4測量功率單元M2的交流側A/B相電流，直流電壓由BV1實現測量。為滿足用戶不同的輸入需求，本實施例中設計中央控制器將用戶需求規劃為不同的工作模式，并根據工作模式通過RS485的通訊方式發送給無勵磁分接開關自動控制器，實現變壓器檔位、可調電感調整。如圖2所示，上層控制器61還通過Profibus總線連接到中央控制器，中央控制器接收用戶指令輸入，判別所要的變壓器檔位、電感量，并通過RS485的通訊方式下發指令給無勵磁分接開關自動控制器，同時用戶指令通過Profibus-DP的通訊方式下發給控制單元6。控制單元6檢接收中央控制器的直流電壓指令，投切直流環節的電容器組數量，并根據指令范圍選擇對應的工作模式；控制單元6檢測網側電壓和電流信號，通過dq變換實現有功功率計算，根據選擇的工作模式，采用狀態解耦的直流電壓外環、網側電流內環的雙閉環控制策略，達到直流電壓穩定在目標值、網側電流可控的目的；控制單元6和相應的功率單元41相連，實現變流器脈沖調制寬度計算、生成，變流器的啟停控制、檢測故障信息、繼電器邏輯控制和保護功能。為滿足用戶不同的輸入需求，本實施例中，上層控制器61和兩個功率單元控制器62構成的主控制器將用戶需求規劃為不同的工作模式，并根據工作模式控制直流環節接觸器實現容量調整；為滿足用戶不同的輸入需求，利用中央控制器、主控制器逐級傳遞控制參數。控制程序根據傳遞的控制參數實時調整運行參數。本實施例中，中央控制器由工控機和PLC組成，工控機接收用戶功率、直流電壓指令，生成三種工作模式。中央控制器只根據用戶直流電壓值選擇合適的變壓器檔位，變壓器檔位如表1所示，工作模式如表2所示；表1：變壓器檔位表。工作模式變壓器檔位用戶指令范圍V(DC)1960V1500≤V≥240021600V2400≤V≥300032021V3000≤V≥3700參見表1，3種工作模式的變壓器檔位分別為960V、1600V和2021V。表2：工作模式表。工作模式閉合接觸器用戶指令范圍kWa無0≤kW≥1000bKMn1000≤kW≥2000cKMn、KMn12000≤kW≥3000上層控制器61通過Profibus的通訊方式得到直流電壓、功率信息。在此階段，上層控制器61根據功率信息控制直流環節投入的電容器數量，上層控制器61還執行啟停、信號測量與處理、系統故障信息處理、預充電環節的邏輯控制等。功率單元控制器62接收上層控制器得到的工作模式信息，得到電壓外環和電流內環的控制參數值。并采用載波錯相控制來實現交流側輸入電流諧波優化，完成功率單元的穩壓控制和保護。本發明實例在使用時，用戶只需根據當前負載需求，在中央控制器中輸入需要的直流電壓值、功率值，系統就可以自行選擇對應變壓器檔位、相應的直流環節，工作模式信息，完成系統的自我調節，從而適應各類不同負載的需求。經實測，本實施例的大功率通用型PWM整流器可以在DC1500～3700V，功率≤3000kW的工況下達到直流電壓波動±5V～±20V，網側電流諧波控制在THD≤5％的效果，完美匹配當前大部分大功率兩電平逆變器。除了本實施例的大功率通用型PWM整流器的前述結構以外，還可以根據需要采用更多的分檔變壓器1、可調電感單元2的電感檔位，更多的分檔變壓器1副邊繞組、功率單元41、可調直流單元5的支路數量，或者功率單元41采用多電平結構，可以使得本實施例的大功率通用型PWM整流器獲得更高、更穩定的直流電壓、更好的網側諧波電流控制、更好的負載匹配效果，其原理與本實施例相同，在此不再贅述。針對本實施例的大功率通用型PWM整流器，采用多個功率單元41進行載波錯相控制來實現交流側輸入電流諧波優化，且用電壓外環和電流內環的雙環控制實現直流電壓的穩定和網側電流可控。PWM控制系統的設計中，通常采用電壓外環和電流內環的雙環控制。電壓外環是控制三相PWM整流器直流側電壓；而電流內環的作用是按照電壓外環輸出的電流參考值進行變流器輸入電流控制。對于三相交流對稱系統，假定只考慮交流基波分量，則穩態dqo模型中的dq分量均為直流變量。通過選取同步旋轉坐標系的d軸初始參考軸方向與電網電動勢矢量重合，即變流器的交流系統A相相電壓初始相位角為0度，則d軸電流表示電流的有功分量，q軸電流表示電流的無功分量，分別控制id和iq就可以達到控制穩態有功和無功功率的目的。基于上述原理，本實施例大功率通用型PWM整流器的控制方法的實施步驟包括：1)如圖3所示，控制單元6獲取功率單元41的直流側的直流電壓實際值udc，獲取直流電壓實際值udc、預設的直流電壓給定值兩者之間的差值得到直流電壓誤差值Δudc，將直流電壓誤差值Δudc通過PI控制器作為交流電流有功分量id的修正量id1；將預設的直流電壓給定值和預設的電流給定值相乘作為給定功率，控制單元6進行功率前饋計算得到交流電流有功分量id的預估量id0；將交流電流有功分量id的修正量id1和預估量id0之和作為電流內環的輸入控制量；2)控制單元6獲取功率單元41的交流側電流和網側電壓us，分別轉換到dq坐標系得到d軸電流id、q軸電流iq、d軸電壓usd、q軸電壓usq；在得到d軸電壓usd的基礎上，依次減去d軸電流id和給定值之間的差值通過PI控制后的所得值，再減去q軸電流iq、網側電感L、電網角頻率ωs三者的乘積，得到功率單元41的調制電壓的d軸分量ud；將d軸電流id、網側電感L、電網角頻率ωs三者的乘積，減去q軸電流iq和值為0的給定值之間的差值通過PI控制后的所得值，到功率單元41的調制電壓的q軸分量uq；將得到調制電壓的d軸分量ud和q軸分量uq經過反dq坐標變換，再進行三相SPWM調制或SVPWM調制，得到功率單元41的觸發脈沖信號。本實施例大功率通用型PWM整流器的控制方法基于常規PWM整流技術，除該技術擁有的直流電壓穩定、網側電流可控、可能量回饋的優點以外，還具有如下優點：(1)解決了常規電壓型PWM整流器直流側呈現Boost升壓特性的特點，使得直流電壓向下可調。(2)解決了常規電壓型PWM整流器在使用高安全工作電壓的開關器件同時，也可以獲得大電流輸出。(3)解決了常規電壓型PWM整流器網側電流跟蹤性能大幅度可調的問題。(4)解決了常規電壓型PWM整流器直流電壓穩定性大范圍可調的問題。以上所述僅是本發明的優選實施方式，本發明的保護范圍并不僅局限于上述實施例，凡屬于本發明思路下的技術方案均屬于本發明的保護范圍。應當指出，對于本
技術領域：
的普通技術人員來說，在不脫離本發明原理前提下的若干改進和潤飾，這些改進和潤飾也應視為本發明的保護范圍。當前第1頁1 2 3