本發明屬于逆交流電機與驅動控制領域，更具體地，涉及一種變流器系統及具有該系統的定子直流勵磁電機。

背景技術：

應用電力電子變換器作為控制器是現代電氣傳動的主要方法。永磁電機具有高功率密度、高效率、高功率因數等優點，但永磁電機成本較高。而傳統的開關磁阻電機結構簡單、成本低，但由于其特有的供電方式，在開關關斷瞬間，存在較大的電流尖峰，因此電機的振動和噪聲很大，此外，電機的轉矩脈動也較大。這些缺點影響了開關磁阻電機在某些對振動和噪聲要求較高的場合的使用。近年來，有些學者提出了直流偏置正弦電流的游標電機。這種電機的相電流除了交變分量外，還含有直流分量。針對這種每相電流都包含交流和直流兩種分量的新型的定子直流勵磁電機，傳統的控制器采用完全對稱的單相全橋逆變器控制每相電流。由于定子直流勵磁電機電流的正負不對稱性，不同位置的電力電子器件的容量上存在優化的空間。定子直流勵磁電機存在更優化的控制器結構能夠使用容量更小的電力電子器件及其配套資源。

專利文獻CN106026823A公開了一種電機驅動器拓撲及控制算法，所述電機驅動器拓撲包括3n相電機、驅動器和控制器，所述n≥1且n為正整數，所述3n相電機通過驅動器連接電源，所述控制器通過驅動器控制3n相電機的工作狀態，所述驅動器采用橋式結構，所述橋式結構為n個三相橋式逆變電路，當n>1時，所述n個三相橋式逆變電路上、下串聯連接，所述3n相電機為n套三相繞組結構，所述控制算法為通過三相電機的空間矢量脈寬調制算法控制3n相電機的工作狀態。該發明的效果能夠驅動多相電機、結構簡單，控制算法簡便，系統可靠性高。

但是專利文獻CN106026823A公開的電機驅動器拓撲及控制算法存在如下問題：

(1)該電機驅動器拓撲只能驅動3n相的電機，不能驅動任意n相的電機。

(2)該電機驅動器拓撲及其控制算法只能實現傳統的SVPWM調制，輸出電流波形只能為不帶直流偏置的正弦波。對于定子側電流需要直流偏置的新型電機，該算法無法滿足控制要求。

(3)該電機驅動器拓撲沒有對功率器件進行優化選型，導致功率器件的冗余浪費，沒有實現功率器件的最優利用，系統功率密度低，經濟性差。

技術實現要素：

針對現有技術的以上不足或改進需求，本發明提供一種變流器系統及具有該系統的定子直流勵磁電機，其目的在于通過對變流器拓撲的選擇，對功率開關器件的選擇與組合，在很好的實現定子直流勵磁電機控制的情況下，實現最優轉矩密度，增大變流器的功率密度，平衡各功率器件的壽命及發熱情況，并降低電機控制系統的成本。

為了實現上述目的，按照本發明的一個方面，提供一種變流器系統，其包括供電電源、定子直流勵磁電機和控制器，所述控制器包括變流器模塊，所述變流器模塊包括：

N組容量不對稱的單相全橋逆變電路組成的變流器拓撲,用于控制所述所述直流勵磁電機的電流，所述容量不對稱的單相全橋逆變電路拓撲包括兩片大容量的開關器件，兩片大容量的二極管器件，兩片小容量的開關器件，兩片小容量的二極管器件；以及

由N片驅動芯片及其外圍元器件組成的N相驅動電路，用于驅動所述變流器拓撲，從而實現對所述直流勵磁電機電流的控制。

進一步地，所述開關器件不能流通反向電流。

進一步地，所述大容量的開關器件及大容量的二極管器件的選型標準為正向電流的最大值及有效值。

進一步地，所述小容量的開關器件及小容量的二極管器件的選型標準為反向電流的最大值及有效值。

進一步地，所述控制器還包括檢測模塊，所述檢測模塊包括電機A、B、C三相霍爾電流傳感器、電機軸相編碼器，分別用于檢測所述定子直流勵磁電機的三相電流信號與電機轉子位置信號。

進一步地，所述控制器還包括abc/Dq0變換模塊，用于利用旋轉坐標變換對所述檢測到的三相電流信號中的交流分量轉化為兩相直流信號，得到Dq0坐標下的三相直流反饋信號。

進一步地，所述控制器還包括電流環，用于將所述直流的Dq0三相直流反饋信號與電流給定信號比較，實現電流環的無靜差跟蹤。

進一步地，所述控制器還包括速度環，所述電機轉子位置信號經過微分得到電機轉速信號，通過速度環得到轉矩指令。

進一步地，所述控制器還包括脈寬調制模塊，所述脈寬調制模塊包括兩組脈沖寬度調制，用于提高直流母線電壓的利用率。

按照本發明的另一個方面，提供一種定子直流勵磁電機，包括所述的變流器系統。

總體而言，通過本發明所構思的以上技術方案與現有技術相比，能夠取得下列有益效果：

(1)本發明的技術方案中，定子直流勵磁電機采用本發明提出的控制器，減少了直流勵磁部分單獨的電力電子器件，另外一半的電力電子器件，包括主動開關器件和二極管，可以采用電流容量較小的器件，節省了系統的成本；

(2)本發明的技術方案中，采用較小容量的電力電子器件對于輔助控制資源，包括開關器件的門極驅動電路的需求也同步減小了；

(3)本發明的技術方案中，由于減小了一半器件的電流容量，可以選擇體積更小重量更輕的器件，對系統的體積和重量也有相應的減小，提高了系統的功率密度；

(4)本發明的技術方案中，仍然能夠控制每相繞組的直流勵磁和交流驅動電流的疊加，產生電磁轉矩的輸出；

(5)本發明的技術方案中，可以實現繞組中電流雙向流動，即不限制直流勵磁電流必須大于交流電流峰值，能夠實現更優的轉矩密度。

(6)本發明的技術方案中，對電力電子功率器件封裝、位置布局以及散熱器的選擇，實現了大小功率器件溫度、壽命的平衡，以達到功率器件的最優利用。

附圖說明

圖1為本發明實施例的定子直流勵磁電機直流偏置正弦電流電機的結構；

圖2為本發明實施例的定子直流勵磁電機的單相的典型電流波形；

圖3為本發明實施例的一種變流器系統涉及的單相的優化全橋變流器拓撲結構；

圖4為本發明實施例的一種變流器系統涉及的系統框圖；

圖5為本發明實施例的一種變流器系統涉及的控制結構圖。

在所有附圖中，相同的附圖標記用來表示相同的元件或結構，其中：1-定子、2-轉子、3-繞組、4-全橋中第1全控性功率開關、5-全橋中第2全控性功率開關、6-全橋中第3全控性功率開關、7-全橋中第4全控性功率開關、8-全橋中第1功率二極管；9-全橋中第2功率二極管、10-全橋中第3功率二極管、11-全橋中第4功率二極管。

具體實施方式

為了使本發明的目的、技術方案及優點更加清楚明白，以下結合附圖及實施例，對本發明進行進一步詳細說明。應當理解，此處所描述的具體實施例僅用以解釋本發明，并不用于限定本發明。此外，下面所描述的本發明各個實施方式中所涉及到的技術特征只要彼此之間未構成沖突就可以相互組合。

圖1為本發明實施例的定子直流勵磁電機直流偏置正弦電流電機的結構。如圖1所示，直流偏置正弦電流電機，其包括定子1、轉子2以及繞組3，以及轉軸、機殼、端蓋、位置編碼器等電機的其他通用結構件。該電機的特點為：與常規繞組中電流包括正弦交流分量和直流分量該磁阻電機采用單層分數槽非重疊集中繞組，且繞組中電流包括正弦交流分量和直流分量，所述正弦交流分量用于產生旋轉磁勢，所述直流分量用于產生旋轉磁場。

圖2為本發明實施例的定子直流勵磁電機的單相的典型電流波形。如圖2所示，圖2(c)為該變流器實現的每相繞組中的實際電流。該實際電流由圖2(a)直流勵磁電流和圖2(b)交流驅動電流合成所得。根據直流勵磁電機電磁轉矩公式：

其中，P為轉子極數，M_δ為直流繞組與交流繞組的互感，i_f為直流勵磁電流，i_q為交軸電流，L_δ為交流繞組自感，θ_e為轉子轉動角度，β為常數值。忽略第二項的轉矩波動，為了實現最大轉矩電流比控制，電機繞組中的直流電流值應等于交流電流值的有效值，即圖2中兩電流分量的大小比例，此時即可實現最大轉矩電流比控制。

由于交流電流的正負對稱性，在此基礎上疊加直流勵磁電流后，圖2(c)所示的實際電流正方向的電流均方根值大于反方向電流均方根值，即正方向電流應力大于反方向電流應力。由此可以知道，流過正向電流的功率器件容量應大于流過反向電流的功率器件容量。

圖3為本發明實施例的一種變流器系統涉及的單相的優化全橋變流器拓撲結構。如圖3所示，為實現最大轉矩電流比控制，由于開關器件4、5、6、7不能流通反向電流，因此當負載的電流方向為正方向時，電流有可能流過的功率器件為功率開關4或功率二極管9和功率開關7或功率二極管10；同理，當負載的電流方向為反方向時，電流有可能流過的功率器件為功率開關5或功率二極管8和功率開關6或功率二極管11。由圖2得到的結論，在器件選擇上，4、7、9、10按照正向電流的最大值以及有效值選擇大電流容量器件；5、6、8、11按照反向電流的最大值以及有效值選擇小電流容量器件。最后組成容量不對稱的全橋逆變電路。

圖4為本發明實施例的一種變流器系統涉及的系統框圖。如圖4所示，為該優化變流器的系統框圖。該變流器包括三大部分：供電電源、控制器、定子直流勵磁電機。

控制器包括變流器模塊、脈寬調制模塊、檢測模塊、abc/Dq0變換模塊、速度環、電流環。變流器模塊包括由N組單相全橋逆變電路組成的變流器拓撲、由N片驅動芯片及其外圍元器件組成的N相驅動電路。

單相全橋逆變電路拓撲，包括兩片大容量的開關器件，兩片大容量的二極管器件，兩片小容量的開關器件，兩片小容量的二極管器件。

檢測模塊包括電機A、B、C三相霍爾電流傳感器、電機軸相編碼器，分別用來檢測電機三相電流與電機轉子位置信號；電機轉子位置信號經過微分得到電機轉速信號，通過速度環得到轉矩指令，采用直流型偏置電機轉矩公式推得Dq0軸電流分量的給定值；電機三相電流信號經過abc/Dq0變換模塊，利用旋轉坐標變換，將交流分量轉化為直流分量，得到直流的Dq0三相電流反饋信號，并與電流給定信號比較，實現電流環的無靜差跟蹤。

圖5為本發明實施例的一種變流器系統涉及的控制結構圖。如圖5所示，為該優化變流器的控制結構圖，通過采集變流器輸出的三相電流大小，以及電機負載轉子轉動的角度大小，經過dq變換，得到dq坐標下的I_d，I_q，I₀電流值，其中I₀即為直流勵磁電流值。將得到的反饋量與參考量相比，經過PI調節及前饋補償控制給出V_d，V_q，V₀的指令值輸入至逆變橋的脈寬調制模塊。輸入的V_d，V_q，V₀可以組合為一個空間矢量，將該空間矢量分解為一個超前原矢量30度的矢量V₁和超前該矢量150度的矢量V₂。分別對矢量V₁和V₂采用傳統的SVPWM控制，產生兩組三相半橋PWM1、PWM2驅動波形，從而能控制三相全橋逆變器的輸出電流波形。

本領域的技術人員容易理解，以上所述僅為本發明的較佳實施例而已，并不用以限制本發明，凡在本發明的精神和原則之內所作的任何修改、等同替換和改進等，均應包含在本發明的保護范圍之內。