模塊化多電平全橋諧振型電力電子變壓器拓撲的制作方法
本發明屬于電力電子技術領域，尤其涉及一種模塊化多電平全橋諧振型電力電子變壓器拓撲。
背景技術：
電力電子變壓器是具有電壓變換、無功補償、不平衡控制、電能質量治理等功能的電力電子裝置。電力電子變壓拓撲種類很多，常見的有AC/AC型、AC/DC/DC型和AC/DC/DC/AC型。AC/AC型拓撲屬于矩陣型結構，橋臂之間的耦合度較高，影響輸出波形質量；AC/DC/DC型，具有電容器實現去耦合，輸出波形質量較好，同時，這種拓撲能夠提供高壓、低壓直流母線，方便電網互連；AC/DC/DC/AC型在AC/DC/DC型基礎上加入了低壓直流側逆變環節，另可實現傳統變壓器的交-交變換功能。
電力電子變壓器相對于傳統變壓器，結構復雜，元器件種類、數量繁多，功率密度較低，整體造價高。上述電力電子變壓器結構中級數較低的AC/AC型難以保證良好波形，級數較多的AC/DC/DC/AC型結構復雜。
如何在不影響電力電子變壓器輸出波形或對輸出波形影響較小的情況下簡化電力電子變壓器結構，減少電力電子變壓器器件數量，提高功率密度，降低成本，對推動電力電子變壓器應用具有重要意義。
技術實現要素：
針對上述問題，本發明提出一種模塊化多電平全橋諧振型電力電子變壓器拓撲，其包括三相星接結構的高壓側三相，每相結構相同，每相包含Nt個子單元和Nt個低壓側全橋模塊；
每個子單元包含一個諧振LC、一臺高頻變壓器，每相的高壓側MMC全橋模塊；每個高壓側MMC全橋模塊包含2個端子P1和P2；子單元內部的高壓側MMC模塊級聯即一個高壓側MMC全橋模塊的P1端子與另一個高壓側MMC全橋模塊的P2端子連接，子單元中最上層高壓側MMC全橋模塊的P1端子和最下層高壓側MMC全橋模塊的P2端子構成了子單元對外的兩個端子P1、P2；
每相最上層子單元的P1端子串聯高壓側濾波電感Lf后形成Po端子，Po端子與對應相電網連接，每相最下層子單元的P2端子稱作Pn端子，三相Pn端子連接于一點，構成星型結構；
所述諧振LC串聯于子單元中最上層高壓側MMC全橋模塊的P1端子與高頻變壓器原邊之間；
所述高頻變壓器，其原邊一個端子與諧振LC連接，另一個端子與子單元中最下層高壓側全橋MMC模塊的P2端子連接，其副邊兩端子分別與低壓側全橋模塊的端子P3、P4連接；
所述低壓側全橋模塊，每個低壓側全橋模塊包含4個端子P3、P4、Pu、Pd，其P3、P4端子與高頻變壓器副邊兩端子連接，且與P3連接的高頻變壓器副邊端子與高頻變壓器原邊和諧振LC連接的端子為同名端；所有低壓側全橋模塊的Pu連接形成低壓直流母線的正母線，所有低壓側全橋模塊的Pd連接形成低壓直流母線的負母線。
所述高壓側MMC全橋模塊為單相全橋結構，包含4個IGBT與1個電容。
所述諧振LC由1個諧振電感LH與1個諧振電容CH串聯而成。
所述高頻變壓器為雙繞組變壓器。
所述低壓側全橋模塊為單相全橋結構，包含4個IGBT和1個電容。
每相中相鄰的兩個子單元各輸出的基頻相電壓，且這兩個子單元輸出的高頻方波幅值相同、相位相反，保證輸出相電壓中高頻方波電壓相互抵消。
在輸出方波相位本來相同的各個子單元之間，設置輸出方波相移，減小高壓側輸送至低壓直流母線上的功率波動，輸出方波相位相反的子單元之間，不再增設這部分相移。
所述子單元中的高壓側MMC全橋模塊數N的計算方法為：每個MMC全橋模塊的額定電壓為Ucr，每個全橋MMC模塊同時輸出(1-δ)Ucr幅值的基頻電壓和δUcr幅值的高頻方波電壓，δ為高頻方波電壓百分比，且δ<1；為了保證與高壓交流系統功率交換所需要的相電壓輸出幅值為Up，則子單元中的高壓側MMC全橋模塊數高壓側MMC全橋模塊；δUcr×N為每臺高頻變壓器原邊輸入的高頻方波電壓幅值，應等于高頻變壓器原邊額定電壓，得δ的值。
所述高壓側MMC全橋模塊，考慮模塊均壓功能后其調制波為
函數
其中Um為考慮模塊均壓功能之前，高壓側MMC全橋模塊的調制波信號，P為模塊均壓控制比例系數，Ileg為流入該子單元的電流，其參考方向由電網指向電力電子變壓器，Ucx為第x個高壓側MMC全橋模塊電容電壓實際值,Ucr為模塊電壓參考值；各個模塊的調制波根據模塊自身電容電壓與參考電壓的差異進行修正，保證子單元內部各個模塊電壓差異較小。
有益效果
本發明提出的一種模塊化多電平全橋諧振型電力電子變壓器拓撲屬于AC/DC型拓撲，能夠實現交-直變換，耦合度較低，輸出波形良好，且能夠提供低壓直流母線，若在低壓直流側增加逆變環節，可實現直-交變換功能。本發明的優勢是能夠減少模塊數，減少開關數，節省電容器，簡化控制器硬件的復雜程度，降低電力電子變壓器制造成本，提高功率密度。
附圖說明
圖1為模塊化多電平全橋諧振型電力電子變壓器拓撲圖。
圖2為高壓側MMC全橋模塊結構圖。
圖3為低壓側全橋模塊結構圖。
圖4為雙星型連接的AC/DC/DC型電力電子變壓器拓撲。
圖5為本發明拓撲帶125kW負載時的高壓側電流PSCAD仿真波形。
圖6為本發明拓撲帶125kW負載時的低壓直流母線電壓PSCAD仿真波形。
其中：高壓側每相橋臂與高壓電網連接點Po，三相橋臂公共連接點Pn，低壓側正直流母線DC+與低壓側全橋模塊連接點Pu，低壓側負直流母線DC-與低壓側全橋模塊連接點Pd，高壓側MMC全橋模塊左側上下IGBT連接點P1，高壓側MMC全橋模塊右側上下IGBT連接點P2，低壓側全橋模塊左側上下IGBT連接點P3，低壓側全橋模塊右側上下IGBT連接點P4，諧振電感LH，諧振電容CH,濾波電感Lf，三相電網電壓Usa、Usb、Usc，子單元電流Ileg,低壓直流母線電容CL。
具體實施方式
本發明提出了一種模塊化多電平全橋諧振型電力電子變壓器拓撲。如圖1所示，包括三相星接結構的高壓側三相，每相結構相同，每相包含Nt個子單元和Nt個低壓側全橋模塊；每個子單元包含一個諧振LC、一臺高頻變壓器，每相的高壓側MMC全橋模塊；每個高壓側MMC全橋模塊包含2個端子P1和P2；子單元內部的高壓側MMC模塊級聯即一個高壓側MMC全橋模塊的P1端子與另一個高壓側MMC全橋模塊的P2端子連接，子單元中最上層高壓側MMC全橋模塊的P1端子和最下層高壓側MMC全橋模塊的P2端子構成了子單元對外的兩個端子P1、P2；每相最上層子單元的P1端子串聯高壓側濾波電感Lf后形成Po端子，Po端子與對應相電網連接，每相最下層子單元的P2端子稱作Pn端子，三相Pn端子連接于一點，構成星型結構；諧振LC串聯于子單元中最上層高壓側MMC全橋模塊的P1端子與高頻變壓器原邊之間；高頻變壓器，其原邊一個端子與諧振LC連接，另一個端子與子單元中最下層高壓側全橋MMC模塊的P2端子連接，其副邊兩端子分別與低壓側全橋模塊的端子P3、P4連接；低壓側全橋模塊，每個低壓側全橋模塊包含4個端子P3、P4、Pu、Pd，其P3、P4端子與高頻變壓器副邊兩端子連接，且與P3連接的高頻變壓器副邊端子與高頻變壓器原邊和諧振LC連接的端子為同名端；所有低壓側全橋模塊的Pu連接形成低壓直流母線的正母線，所有低壓側全橋模塊的Pd連接形成低壓直流母線的負母線。諧振LC由1個諧振電感LH與1個諧振電容CH串聯而成，高頻變壓器為雙繞組變壓器。
如圖2所示，高壓側MMC全橋模塊為單相全橋結構，包含4個IGBT與1個電容。
如圖3所示，低壓側全橋模塊為單相全橋結構，包含4個IGBT和1個電容。
每相中相鄰的兩個子單元各輸出的基頻相電壓，且這兩個子單元輸出的高頻方波幅值相同、相位相反，保證輸出相電壓中高頻方波電壓相互抵消。
在輸出方波相位本來相同的各個子單元之間，設置輸出方波相移，減小高壓側輸送至低壓直流母線上的功率波動，輸出方波相位相反的子單元之間，不再增設這部分相移。
子單元中的高壓側MMC全橋模塊數N的計算方法為：每個MMC全橋模塊的額定電壓為Ucr，每個全橋MMC模塊同時輸出(1-δ)Ucr幅值的基頻電壓和δUcr幅值的高頻方波電壓，δ為高頻方波電壓百分比，且δ<1；為了保證與高壓交流系統功率交換所需要的相電壓輸出幅值為Up，則子單元中的高壓側MMC全橋模塊數高壓側MMC全橋模塊；δUcr×N為每臺高頻變壓器原邊輸入的高頻方波電壓幅值，應等于高頻變壓器原邊額定電壓，得δ的值。
高壓側采用全橋模塊且為星接結構，每相橋臂共同承受交流系統相電壓，相比于如圖4所示的研究較為廣泛的雙星型連接AC/DC/DC型電力電子變壓器拓撲，每相上、下橋臂均需要承受至少2倍交流系統相電壓的工況，可節省MMC模塊數，從而節省IGBT數和電容數，具體的器件節省情況計算方法(不考慮低壓側)如下：若雙星型連接的AC/DC/DC型電力電子變壓器半橋MMC模塊數為Nmmc，高壓側DC/DC變換的H橋模塊數為(高壓側H橋模塊和MMC模塊額定電壓相同，在承受相同高壓直流母線電壓的情況下，高壓側H橋模塊數等于任一橋臂MMC模塊數)，則共需模塊數共需要IGBT數共需高壓側電容數在保證電力電子變壓器總容量、高壓側全橋MMC模塊額定電壓、高頻變壓器容量和額定電壓與圖2拓撲相同的情況下，1臺高頻變壓器對應的高頻方波電壓幅值等于1個高壓側MMC全橋模塊電壓，故本專拓撲用于產生高頻方波所需要的高壓側MMC全橋模塊數(此數目為等效數目，每個高壓側MMC全橋模塊仍同時輸出基頻交流電壓與高頻方波電壓)等于雙星型連接的AC/DC/DC型電力電子變壓器高壓側H橋數，即高壓側采用全橋模塊并且三相星接，相比雙星型連接的AC/DC/DC型電力電子變壓器，本發明拓撲為了與高壓交流電網交換功率需要的直流電壓減少75％，故相應的模塊數也減少75％，即僅需的模塊數，故本發明拓撲需要高壓側MMC全橋模塊數節省模塊數64.28％；共需IGBT數節省IGBT數37.5％；
高壓側全橋MMC模塊電容用量對比：在模塊電壓波動百分比相同的情況下本發明拓撲模塊電容最小值為Cm1，雙星型連接的AC/DC/DC型拓撲MMC模塊電容最小值為Cm2，經理論推導得其中為換流器的功率因數角，M為調制比，k為高頻方波于基頻正弦的頻率之比，δ為高頻方波電壓百分比(δ＜1)。考慮電力電子變壓器總容量、高壓側全橋MMC模塊額定電壓、高頻變壓器容量和額定電壓與圖2拓撲相同情況下，此時，在調制比為1，電力電子變壓器功率因數角為0的情況下，取最大值1.245。根據前述分析可知，本文拓撲共需高壓側電容數為(容值與雙星型連接拓撲相等折合等效后的數目)雙星型連接的AC/DC/DC型拓撲需高壓側電容數為本發明拓撲節省高壓側電容55.5％。
以上為理論計算，實際工程中需要考慮模塊數目為必須整數的物理規律和器件參數的選擇。模塊數減少，對控制器物理通信接口數需求減少。同時由于IGBT數、電容數減少，有利于降低電力電子變壓器制造成本，提高功率密度。
高壓側MMC全橋模塊，考慮模塊均壓功能后其調制波為
函數
其中Um為考慮模塊均壓功能之前，高壓側MMC全橋模塊的調制波信號，P為模塊均壓控制比例系數，Ileg為流入該子單元的電流，其參考方向由電網指向電力電子變壓器，Ucx為第x個高壓側MMC全橋模塊電容電壓實際值,Ucr為模塊電壓參考值；各個模塊的調制波根據模塊自身電容電壓與參考電壓的差異進行修正，保證子單元內部各個模塊電壓差異較小。
以下針對AC10kV-DC700V，125kW電力電子變壓器進行本發明拓撲配置與研究較為廣泛的雙星型連接的AC/DC/DC型電力電子變壓器配置對比說明(不考慮低壓側)：
兩種拓撲均采用以下硬件方案：高壓側MMC全橋模塊中的IGBT采用Infineon公司3300V/200A的產品F200R33KF2C；三相高壓交流相電壓有效值為10kV、高壓側MMC全橋模塊的額定電壓為1600V，兩種拓撲高頻變壓器額定電壓、容量均相等。
1.雙星型連接的AC/DC/DC型電力電子變壓器拓撲：
現有的實際工程方案：雙星型連接的AC/DC/DC型電力電子變壓器拓撲如圖4所示。該拓撲高壓直流電壓1600V，MMC部分每相需要20個子模塊，三相需要60個子模塊，即MMC部分需要20×2×3＝120只IGBT，60只電容(650uF/1600V)；ISOP隔離型DC/DC變換器共10級，即DC/DC變換器部分需要4×10＝40只IGBT，高壓側650uF/1600V電容10只只。綜上，共需模塊70個、IGBT 160只、高壓側650uF/1600V電容70只。
2.本發明拓撲：
本發明拓撲需要模塊25個，節省模塊64.28％；需要IGBT共100只，節省IGBT數37.5％；需要高壓側650uF/1600V電容32只(此數值為按650uF容值折合后得到，且進一法取整)，節省高壓側電容54.29％。
一種工程實際方案：由具體實施方案第5段分析可得高頻方波電壓百分比δ＝40％，每相全橋MMC模塊數根據相電壓8.164kV和δ計算：8.165kV÷(1-40％)×1.6kV＝8.505，取整為10個(此模塊數必須為偶數以保證相電壓中輸出高頻方波電壓相互抵消，且需要按進一法取整以保證輸出相電壓能達到電網相電壓幅值)；則三相共需30個子模塊共需30×4＝120只IGBT；三相共需要650uF/1600V電容30×1.245≈38個。綜上，本發明拓撲節省模塊數57.14％；節省IGBT數25％；節省高壓側650uF/1600V電容45.71％。由以上分析可知，工程實際方案與理論方案在節省器件上的差異，是模塊數取整造成的。不同的工程中，取整造成的模塊數增多程度不一，增多的程度越小，節省的器件越多。
由以上分析可見，本發明拓撲可以有效減少電力電子變壓器模塊數、IGBT數、電容數，從而降低電力電子變壓器制造成本，提高功率密度。此外，模塊數的減少可以降低對控制器通信端口數的需求，降低控制器設計難度。
圖5給出了本發明拓撲帶125kW負載時的高壓交流側電流PSCAD仿真波形。高壓側電流總諧波畸變率小于1％，高壓側濾波電感值相同的情況下，小于圖4所示雙星型連接的AC/DC/DC型電力電子變壓器高壓側電流總諧波畸變率1.6％。
圖6給出了本發明拓撲帶125kW負載時的低壓直流母線電壓PSCAD仿真波形。在高頻變壓器設置了0.006p.u.銅損的情況下(模擬實際工況變壓器損耗)，直流母線電壓平均值695V，額定功率下穩態誤差5V(0.71％)，與圖4所示雙星型連接的AC/DC/DC型電力電子變壓器額定功率下直流母線電壓穩態誤差0.7％相比，但差異很小；在低壓直流母線電容為9000uF情況下，本發明拓撲直流母線電壓紋波幅值為0.5V(0.071％)，與圖4所示雙星型連接的AC/DC/DC型拓撲在額定功率和低壓直流母線電容相同情況下，直流母線電壓紋波幅值0.25％相比，紋波明顯減小。
綜上，本發明拓撲具有良好的輸出特性。
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