本發(fā)明涉及柔性直流輸電技術，尤其涉及一種抑制模塊化電壓源型換流閥功率振蕩的前饋控制方法。

背景技術：

模塊化多電平變換器(modularmultilevelconverter,mmc)采用可控關斷型電力電子器件和脈沖寬度調制技術(pulsewidthmodulation，pwm)，既可以實現(xiàn)有功功率和無功功率的獨立控制，又能向無源網(wǎng)絡供電，是一種新穎的多電平變換器拓撲結構，已成為當前國際電力電子領域的研究熱點?；谀K化電壓源換流閥的高壓直流輸電(highvoltagedirectcurrent，hvdc)系統(tǒng)，能夠克服可控硅直流的缺點，在連接新能源發(fā)電場(如風力發(fā)電、太陽能發(fā)電等)到電網(wǎng)、向遠距離負荷、構筑城市負荷中心供電等領域具有廣闊的應用前景。但是，當柔性直流換流閥架空線、長距離、小功率輸送的情況下，容易出現(xiàn)直流電壓與功率的振蕩問題，限制了大功率換流閥在小功率下的應用，為了擴展換流閥工作區(qū)間，抑制直流電壓與功率的振蕩，有必要對模塊化電壓源換流閥功率振蕩進行抑制。

技術實現(xiàn)要素：

為解決上述技術問題，本發(fā)明實施例的主要目的在于提供一種抑制模塊化電壓源型換流閥功率振蕩的前饋控制方法，該方法還包括，

采集模塊化電壓源換流閥系統(tǒng)側有功與無功、三相電壓usabc、三相電流isabc上橋臂電流itabc,下橋臂電流ibabc及直流電壓udc；

對所述usabc、isabc進行dq變換，得到兩相旋轉坐標系下系統(tǒng)側電壓分量usdq(usd、usq)、反饋的電流分量isdq(isd、isq)；

根據(jù)有功參考與有功反饋計算外環(huán)有功參考電流ird，根據(jù)外環(huán)無功控制方式，選擇無功電流計算方式，得到外環(huán)無功參考電流irq；

將所述外環(huán)計算得到的有功參考電流ird、無功參考電流irq與所述反饋電流isdq經(jīng)去耦與pi控制得到dq軸下的參考電壓urefdq；

根據(jù)所述直流電壓udc獲取前饋控制信號，在所述直流電壓控制端將所述直流電壓與參考電壓udc^*作差，在非電壓控制端將所述直流電壓低通濾波，得到差值信號，經(jīng)比例積分或比例控制后得到基于d軸前饋控制信號ufdq、q軸前饋控制信號ufq以及dq軸前饋控制信號ufdq；

將dq軸下所述參考電壓與所述前饋信號相加，即urefdq+ufdq、urefdq+ufd、urefdq+ufq進行dq反變換，得到前饋控制的參考電壓ureffabc；

經(jīng)環(huán)流抑制，所述上下兩臂電流itabc、ibabc求平均，再進行負序的2倍頻dq變換，得到換流電流的dq分量，經(jīng)過一個內環(huán)pi控制得到輸出的抑制換流的電壓uzdq，再經(jīng)2倍頻dq反變換，得到靜止abc坐標下的換流抑制電壓uzabc；

將所述ureffabc與所述uzabc疊加，得到上下橋臂的參考電壓，經(jīng)最近電平逼近調制，獲取模塊化電壓源換流閥的開關控制信號，以實現(xiàn)模塊化電壓源換流閥功率振蕩的抑制。

本發(fā)明實施例通過將柔性直流輸電系統(tǒng)的直流電壓作為前饋信號，避免了從系統(tǒng)電流提取阻尼信號的坐標變換、濾波環(huán)節(jié)，減少了計算量，便于實現(xiàn)。該方法能夠增強直流輸電系統(tǒng)在小功率、長距離輸送下的穩(wěn)定與控制，通過直接修正輸出電壓來實現(xiàn)從換流閥實現(xiàn)直流電壓與功率振蕩的抑制。

附圖說明

為了更清楚地說明本發(fā)明實施例或現(xiàn)有技術中的技術方案，下面將對實施例描述中所需要使用的附圖作簡單地介紹，顯而易見地，下面描述中的附圖僅僅是本發(fā)明的一些實施例，對于本領域普通技術人員來講，在不付出創(chuàng)造性勞動性的前提下，還可以根據(jù)這些附圖獲得其他的附圖。

圖1為本發(fā)明實施例輸電系統(tǒng)中模塊化電壓源換流閥直流輸電的系統(tǒng)結構示意圖；

圖2為本發(fā)明實施例模塊化電壓源換流閥功率振蕩的前饋控制流程示意圖；

圖3為本發(fā)明實施例模塊化電壓源換流閥鎖相環(huán)示意圖；

圖4為本發(fā)明實施例模塊化電壓源換流閥外環(huán)無功控制示意圖；

圖5為本發(fā)明實施例模塊化電壓源換流閥外環(huán)有功控制示意圖；

圖6為本發(fā)明實施例模塊化電壓源換流閥外環(huán)電流限幅示意圖；

圖7為本發(fā)明實施例模塊化電壓源換流閥電壓控制端d軸的比例積分前饋控制示意圖；

圖8為本發(fā)明實施例模塊化電壓源換流閥電壓控制端q軸的比例前饋控制示意圖；

圖9為本發(fā)明實施例模塊化電壓源換流閥電壓控制端dq軸的比例積分前饋控制示意圖；

圖10為本發(fā)明實施例模塊化電壓源換流閥電壓控制端d軸的比例前饋控制示意圖；

圖11為本發(fā)明實施例模塊化電壓源換流閥電壓控制端q軸的比例前饋控制示意圖；

圖12為本發(fā)明實施例模塊化電壓源換流閥電壓控制端dq軸的比例前饋控制示意圖；

圖13為本發(fā)明實施例模塊化電壓源換流閥非電壓控制端d軸的比例積分前饋控制示意圖；

圖14為本發(fā)明實施例模塊化電壓源換流閥非電壓控制端q軸的比例積分前饋控制示意圖；

圖15為本發(fā)明實施例模塊化電壓源換流閥非電壓控制端dq軸的比例積分前饋控制示意圖；

圖16為本發(fā)明實施例模塊化電壓源換流閥非電壓控制端d軸的比例前饋控制示意圖；

圖17為本發(fā)明實施例模塊化電壓源換流閥非電壓控制端q軸的比例前饋控制示意圖；

圖18為本發(fā)明實施例模塊化電壓源換流閥非電壓控制端dq軸的比例前饋控制示意圖；

圖19為本發(fā)明實施例模塊化電壓源換流閥功率振蕩抑制的內環(huán)與前饋控制框圖示意圖；

圖20為本發(fā)明實施例模塊化電壓源換流閥環(huán)流抑制計算的示意圖；

圖21為本發(fā)明實施例模塊化電壓源換流閥環(huán)流抑制控制環(huán)的示意圖；

圖22為本發(fā)明實施例模塊化電壓源換流閥上下橋臂參考電壓生成的示意圖；

圖23為本發(fā)明實施例模塊化電壓源換流閥未采用前饋控制的送端與受端直流電壓的示意圖；

圖24為本發(fā)明實施例模塊化電壓源換流閥未采用前饋控制的送端有功與無功功率的示意圖；

圖25為本發(fā)明實施例模塊化電壓源換流閥未采用前饋控制的受端有功與無功功率的示意圖；

圖26為本發(fā)明實施例模塊化電壓源換流閥采用前饋控制的送端與受端直流電壓的示意圖；

圖27為本發(fā)明實施例模塊化電壓源換流閥采用前饋控制的送端有功與無功功率的示意圖；

圖28為本發(fā)明實施例模塊化電壓源換流閥采用前饋控制的受端有功與無功功率的示意圖。

具體實施方式

下面將結合本發(fā)明實施例中的附圖，對本發(fā)明實施例中的技術方案進行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例僅僅是本發(fā)明一部分實施例，而不是全部的實施例?；诒景l(fā)明中的實施例，本領域普通技術人員在沒有作出創(chuàng)造性勞動前提下所獲得的所有其他實施例，都屬于本發(fā)明保護的范圍。

本發(fā)明實施例提供了一種抑制模塊化電壓源換流閥長距離、小功率輸送情況下的直流電壓與功率振蕩的方法，兩端模塊化電壓源換流閥長距離輸電的示意圖如圖1所示，其抑制方法的流程示意圖如圖2所示，該方法主要包括以下步驟：

步驟s1、采集模塊化電壓源換流閥系統(tǒng)側有功與無功、三相電壓usabc、三相電流isabc上橋臂電流itabc,下橋臂電流ibabc及直流電壓udc，其中鎖相環(huán)如圖3所示；

步驟s2、對所述usabc、isabc進行dq變換，得到兩相旋轉坐標系下系統(tǒng)側電壓分量usdq(usd、usq)、反饋的電流分量isdq(isd、isq)；

步驟s3、根據(jù)有功參考與有功反饋計算外環(huán)有功參考電流ird，根據(jù)外環(huán)無功控制方式，選擇無功電流計算方式，得到外環(huán)無功參考電流irq，外環(huán)無功控制示意圖如圖4所示，外環(huán)有功控制示意圖如圖5所示，外環(huán)電流限幅示意圖如圖6所示；

步驟s4、將所述外環(huán)計算得到的有功參考電流ird、無功參考電流irq與所述反饋電流isdq經(jīng)去耦與pi控制得到dq軸下的參考電壓urefdq；

步驟s5、根據(jù)所述直流電壓udc獲取前饋控制信號，在所述直流電壓控制端將所述直流電壓與參考電壓udc^*作差，在非電壓控制端將所述直流電壓低通濾波，得到差值信號，經(jīng)比例積分或比例控制后得到基于d軸前饋控制信號ufdq、q軸前饋控制信號ufq以及dq軸前饋控制信號ufdq，控制的框圖如圖7-圖18所示；

步驟s6、將dq軸下所述參考電壓與所述前饋信號相加，即urefdq+ufdq、urefdq+ufd、urefdq+ufq進行dq反變換，得到前饋控制的參考電壓ureffabc，如圖19所示；

步驟s7、經(jīng)環(huán)流抑制，具體采用的方法是所述上下兩臂電流itabc、ibabc求平均，再進行負序的2倍頻dq變換，得到換流電流的dq分量，經(jīng)過一個內環(huán)pi控制得到輸出的抑制換流的電壓uzdq，再經(jīng)2倍頻dq反變換，得到靜止abc坐標下的換流抑制電壓uzabc，如圖19-圖21所示；

步驟s8、將所述ureffabc與所述uzabc疊加，得到上下橋臂的參考電壓，然后經(jīng)最近電平逼近調制，獲取模塊化電壓源換流閥的開關控制信號，以實現(xiàn)模塊化電壓源換流閥功率振蕩的抑制，如圖22所示。

本發(fā)明實施例通過將柔性直流輸電系統(tǒng)的直流電壓作為前饋信號，避免了從系統(tǒng)電流提取阻尼信號的坐標變換、濾波環(huán)節(jié)，減少了計算量，便于實現(xiàn)。該方法能夠增強直流輸電系統(tǒng)在小功率、長距離輸送下的穩(wěn)定與控制，通過直接修正輸出電壓來實現(xiàn)從換流閥實現(xiàn)直流電壓與功率振蕩的抑制。

根據(jù)本發(fā)明的一實施例，利用步驟s5中根據(jù)換流閥是否控制電壓，以及采用比例積分或者是比例控制，以及前饋控制施加在d軸、q軸以及dq軸，具體實施有以下幾種方式。

在電壓控制端，前饋信號施加在d軸采用pi控制時，如圖7所示，對所述直流電壓參考值udc^*及所述直流電壓udc作差，得到直流電壓偏差δudc；對所述直流電壓偏差δudc按照下式進行比例積分處理，獲取所述控制信號：

ufd＝δudc×(kp+1/sti)(1)

其中，ufd為前饋控制信號；kp為比例控制系數(shù)；ti為轉子側積分時間常數(shù)。

在電壓控制端，前饋信號施加在q軸采用pi控制時，如圖8所示，對所述直流電壓參考值udc^*及所述直流電壓udc作差，得到直流電壓偏差δudc；對所述直流電壓偏差δudc按照下式進行比例積分處理，獲取所述控制信號：

ufq＝δudc×(kp+1/sti)(2)

其中，ufq為前饋控制信號；kp為比例控制系數(shù)；ti為轉子側積分時間常數(shù)。

在電壓控制端，前饋信號施加在dq軸采用pi控制時，如圖9所示，對所述直流電壓參考值udc^*及所述直流電壓udc作差，得到直流電壓偏差δudc；對所述直流電壓偏差δudc按照下式進行比例積分處理，獲取所述控制信號：

ufdq＝δudc×(kp+1/sti)(3)

其中，ufdq為前饋控制信號；kp為比例控制系數(shù)；ti為轉子側積分時間常數(shù)。

在電壓控制端，前饋信號施加在d軸采用比例控制時，如圖10所示，對所述直流電壓參考值udc^*及所述直流電壓udc作差，得到直流電壓偏差δudc；對所述直流電壓偏差δudc按照下式進行比例處理，獲取所述控制信號：

ufd＝δudc×kp(4)

其中，ufd為前饋控制信號；kp為比例控制系數(shù)。

在電壓控制端，前饋信號施加在q軸采用比例控制時，如圖11所示，對所述直流電壓參考值udc^*及所述直流電壓udc作差，得到直流電壓偏差δudc；對所述直流電壓偏差δudc按照下式進行比例處理，獲取所述控制信號：

ufq＝δudc×kp(5)

其中，ufq為前饋控制信號；kp為比例控制系數(shù)。

在電壓控制端，前饋信號施加在dq軸采用比例控制時，如圖12所示，對所述直流電壓參考值udc^*及所述直流電壓udc作差，得到直流電壓偏差δudc；對所述直流電壓偏差δudc按照下式進行比例處理，獲取所述控制信號：

ufdq＝δudc×kp(6)

其中，ufdq為前饋控制信號；kp為比例控制系數(shù)。

在非電壓控制端，前饋信號施加在d軸采用pi控制時，如圖13所示，對所述直流電壓參考值udc^*及所述直流電壓udc作差，得到直流電壓偏差δudc；對所述直流電壓偏差δudc按照下式進行比例積分處理，獲取所述控制信號：

ufd＝δudc×(kp+1/sti)(7)

其中，ufd為前饋控制信號；kp為比例控制系數(shù)；ti為轉子側積分時間常數(shù)。

在非電壓控制端，前饋信號施加在q軸采用pi控制時，如圖14所示，對所述直流電壓參考值udc^*及所述直流電壓udc作差，得到直流電壓偏差δudc；對所述直流電壓偏差δudc按照下式進行比例積分處理，獲取所述控制信號：

ufq＝δudc×(kp+1/sti)(8)

其中，ufq為前饋控制信號；kp為比例控制系數(shù)；ti為轉子側積分時間常數(shù)。

在非電壓控制端，前饋信號施加在dq軸采用pi控制時，如圖15所示，對所述直流電壓參考值udc^*及所述直流電壓udc作差，得到直流電壓偏差δudc；對所述直流電壓偏差δudc按照下式進行比例積分處理，獲取所述控制信號：

ufdq＝δudc×(kp+1/sti)(9)

其中，ufdq為前饋控制信號；kp為比例控制系數(shù)；ti為轉子側積分時間常數(shù)。

在非電壓控制端，前饋信號施加在d軸采用比例控制時，如圖16所示，對所述直流電壓參考值udc^*及所述直流電壓udc作差，得到直流電壓偏差δudc；對所述直流電壓偏差δudc按照下式進行比例處理，獲取所述控制信號：

ufd＝δudc×kp(10)

其中，ufd為前饋控制信號；kp為比例控制系數(shù)。

在非電壓控制端，前饋信號施加在q軸采用比例控制時，如圖17所示，對所述直流電壓參考值udc^*及所述直流電壓udc作差，得到直流電壓偏差δudc；對所述直流電壓偏差δudc按照下式進行比例處理，獲取所述控制信號：

ufq＝δudc×kp(11)

其中，ufq為前饋控制信號；kp為比例控制系數(shù)。

在非電壓控制端，前饋信號施加在dq軸采用比例控制時，如圖18所示，對所述直流電壓參考值udc^*及所述直流電壓udc作差，得到直流電壓偏差δudc；對所述直流電壓偏差δudc按照下式進行比例處理，獲取所述控制信號：

ufdq＝δudc×kp(12)

其中，ufdq為前饋控制信號；kp為比例控制系數(shù)。

經(jīng)過步驟s1-s7計算得到施加前饋控制后的計算參考電壓、，步驟s8將計算得到的環(huán)流抑制控制信號，將兩者相加減，分別得到上下橋臂的參考電壓，經(jīng)調制后即可實現(xiàn)電壓源換流閥在長距離、低功率下的功率與電壓的振蕩。

為了更清楚地說明本發(fā)明的技術方案，下面以一詳細的實施例進行說明。

本發(fā)明實施例對所研究系統(tǒng)進行了暫態(tài)時域仿真。仿真采用3000mva直流電壓±500kv的采用金屬回線的長距離輸電的兩端進行仿真，功率送端采用定功率控制，功率受端采用定電壓控制，送端與受端均為單位功率因素，在未采取抑制措施得到的送端與受端直流電壓仿真波形如圖23所示，送端的有功無功波形如圖24所示，受端的有功無功波形如圖25所示。從時域波形可以看出，直流電壓與功率中含有1hz的波動分量。

在控制系統(tǒng)中加入前饋控制模塊后，送端與受端直流電壓仿真波形如圖26所示，送端的有功無功波形如圖27所示，受端的有功無功波形如圖28所示。對比圖23和圖26，圖24和圖27，圖25和圖28，從波形上看，通過增加前饋控制模塊，能夠使模塊化電壓源換流閥避免小功率下的直流電壓與功率振蕩，與理論分析相一致。

本發(fā)明實施例模塊化電壓源換流閥在長距離、小功率下的直流電壓與功率振蕩問題，提出了基于直流電壓的前饋控制方法，具體包括電壓控制端的比例前饋控制、比例積分前饋控制，非電壓控制端的比例前饋控制、比例積分前饋控制，并將該附加控制分別加到d軸、q軸、以及dq軸，并設計了控制器的相應參數(shù)，進行了實時仿真，驗證了本發(fā)明實施例提出的控制策略的有效性，可以有效抑制模塊化電壓源換流閥在長距離、小功率下的直流電壓與功率振蕩。本發(fā)明實施例避免了dq坐標下的坐標變換和諧振控制器數(shù)量，減少了計算量，便于實現(xiàn)。

本領域普通技術人員可以理解實現(xiàn)上述實施例方法中的全部或部分步驟可以通過程序來指令相關的硬件來完成，該程序可以存儲于一計算機可讀取存儲介質中，比如rom/ram、磁碟、光盤等。

以上所述的具體實施例，對本發(fā)明的目的、技術方案和有益效果進行了進一步詳細說明，所應理解的是，以上所述僅為本發(fā)明的具體實施例而已，并不用于限定本發(fā)明的保護范圍，凡在本發(fā)明的精神和原則之內，所做的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本發(fā)明的保護范圍之內。